Модельно-ориентированная разработка эффективных фильтров подавления ЭМП для преобразователей большой мощности в CST STUDIO SUITE

Опубликовано в номере:
PDF версия
Проектирование и моделирование фильтров подавления электромагнитных помех (ЭМП) — одна из важнейших задач при создании изделий силовой электроники, поскольку по своей природе мощные преобразователи не могут без дополнительной фильтрации соответствовать нормам электромагнитной совместимости (ЭМС). Разработка фильтра для подавления ЭМП занимает немало времени и предполагает множество симуляций, выполнение прототипов и проведение испытаний. В статье подробно описан метод моделирования фильтров электромагнитных помех с использованием электромагнитного симулятора из пакета программ CST STUDIO SUITE. Эффективность предложенного метода подтверждается измерениями на специально изготовленных прототипах. Для того чтобы оценить влияние различных неидеальностей на вносимое фильтром затухание и найти оптимальное соотношение между временем, необходимым для выполнения вычислений, и точностью моделирования, проанализированы различные сценарии упрощения симуляции.

Вступление

За последние годы мы наблюдаем значительный рост числа электронных устройств, подключенных к энергосистеме. Сложившаяся ситуация объясняется тремя основными причинами — это необходимость постоянного повышения эффективности использования энергии, широкое применение возобновляемых источников энергии, требующих ее преобразования, и снижение цен на силовые полупроводниковые приборы. В частности, новые транзисторы с большой запрещенной зоной, получившие широкое распространение в последнее десятилетие, позволили увеличить частоту коммутации в силовых электронных устройствах в десять раз, в итоге рабочие частоты некоторых преобразователей достигли критической для ЭМС отметки 1 МГц, что создает потенциальные проблемы при решении задачи электромагнитной совместимости. Поскольку постоянно увеличивающееся число устройств силовой электроники и растущие частоты коммутации способны влиять не только на общую устойчивость электросети и приборов, работающих поблизости, то нормальное функционирование оборудования, подключенного вблизи источника помех, может быть нарушено. Как ответ на этот вызов пассивные фильтры подавления электромагнитных помех стали обязательным компонентом для силовых электронных устройств [1].

Однако стандартные методики, которые предусматривают тот или иной уровень допущений и дают достаточно точные результаты моделирования обычных фильтров для большинства приложений, оказываются недостаточными при проектировании и моделировании фильтров, предназначенных для подавления ЭМП и выполнения требований по ЭМС. Поэтому проектирование таких фильтров с использованием стандартных подходов можно условно назвать методом проб и ошибок, поскольку разработка приобретает своеобразную цикличность. То есть здесь возникает некий замкнутый круг: проектирование — создание прототипа — испытания — корректировка проекта — проектирование. И так может продолжаться до бесконечности.

Проблема заключается еще и в том, что поведение таких фильтров в составе оборудования сложно спрогнозировать заранее, и, как результат, они должны быть протестированы и испытаны совместно с тем преобразователем, для которого предназначены. В общем, перечисленные итерации продолжаются до тех пор, пока уровень помех, излучаемых конкретным преобразователем, не будет соответствовать заданным нормам ЭМС. Очевидно, что подобный подход связан с неограниченным количеством проб и ошибок, что в свою очередь приводит к очень высокому уровню затрат на разработку, причем как временных, так и финансовых. К тому же, чтобы повысить точность модели, каждая итерация требует прототипирования проектируемого фильтра. Таким образом, взаимные связи и эффекты, вызванные нелинейностью поведения магнитной проницаемости сердечника синфазного дросселя, извлекаются из прототипа, а эквивалентная схема фильтра настраивается в соответствии с результатами измерений.

Окончательная настроенная модель достаточно точно воспроизводит вносимое фильтром затухание, но любые, даже незначительные изменения, в том числе и конструктивные, потребуют повторения всей процедуры. Так что у этого подхода есть целый ряд видимых невооруженным глазом недостатков. Во–первых, здесь практически невозможно предсказать время, необходимое разработчикам для нахождения подходящего решения. Во–вторых, противоречивые требования к компонентам не всегда позволяют создать прототип. Наконец, проверка правильности выбранной концепции обеспечения регламентов по ЭМС может быть начата, лишь когда появится первый прототип преобразователя, что становится серьезной проблемой, если сам преобразователь, для которого предназначен фильтр, неизвестен или находится в стадии разработки.

В отличие от описанных способов на этапе моделирования предлагается применить комплексный подход, учитывающий не только схемное решение фильтра. Для этого можно обратиться к программному пакету CST STUDIO SUITE от компании Computer Simulation Technology (CST). Он позволяет использовать виртуальное электромагнитное прототипирование фильтров подавления ЭМП на основе метода конечных элементов (МКЭ). Этот метод имеет ряд преимуществ по сравнению с обычными процедурами проектирования фильтров электромагнитных помех, поскольку сама процедура проектирования в CST STUDIO SUITE предусматривает комплексный всесторонний анализ интересующих нас фильтров, включая паразитные эффекты, частотную зависимость магнитной проницаемости, взаимные связи между элементами, компоновку печатных плат и т. д.

Что касается номиналов пассивных компонентов, то для достижения максимального подавления для конкретного фильтра их можно устанавливать с помощью инструмента оптимизации, без создания его физического прототипа. Более того, вносимое фильтром затухание нетрудно оценить не только для стандартных сопротивлений нагрузки и источника, равных 50 Ом, но и для наихудшего сценария. Все эти меры по оптимизации фильтра как раз и могут быть легко реализованы и проверены с использованием МКЭ–моделирования.

 

Источники неидеальностей фильтров подавления ЭМП

Ряд физических факторов, приводящих к их неидеальности в интересующем частотном диапазоне, указан в CISPR 17:2011 для характеристик фильтров, предназначенных для обеспечения требований по ЭМС. В их числе:

  • насыщение сердечника дросселя подавления синфазных помех;
  • снижение магнитной проницаемости сердечников с ростом частоты;
  • паразитные явления в пассивных компонентах фильтра — эквивалентная последовательная индуктивность (equivalent series inductance, далее — ESL) и эквивалентная последовательная емкость (equivalent series capacitance, далее — EPC);
  • взаимные связи по электромагнитному полю между компонентами фильтра;
  • неоптимальное подключение к «земле» (общему проводу), связанное с особенностями конструктивного исполнения фильтра.

В пакете CST STUDIO SUITE учитывается влияние всех эти паразитных эффектов за исключением максимальной магнитной индукции насыщения Bmax, которая должна оцениваться аналитически по формуле:

Bmax = BCM+BDM.                     (1)

Как можно видеть, Bmax состоит из двух частей — магнитной индукции, индуцированной синфазным током BCM (2), и магнитной индукции, индуцированной током дифференциального режима BDM (3):

BCM = LCMICM/NAe = µ0µrICMN/l,      (2)

BDM = LDMIDM/NAe = µ0IDMN/leff.    (3)

Здесь LCM и LDM представляют собой индуктивности обмоток дросселя для синфазного и дифференциального режимов соответственно; N — количество витков в обмотке; Ae — площадь поперечного сечения сердечника; µ0 — магнитная постоянная; µr — относительная магнитная проницаемость сердечника; l — длина магнитной силовой линии сердечника; ICM — синфазный ток, проходящий через синфазный дроссель; IDM — дифференциальный ток, который может быть аппроксимирован номинальным током фазы. Что касается leff, ее можно найти в соответствии с формулой:

Здесь θ — угол, занятый обмоткой.

Значение Bmax дросселя фильтра должно быть ниже, чем магнитная индукция насыщения применяемого для сердечника дросселя материала Bsat. Чтобы получить высокий коэффициент использования сердечника, разность между Bmax и Bsat должна сохраняться в пределах не ниже 30% от значения Bsat, то есть:

(Bsat–Bmax) ≥ 0,3Bsat.                 (5)

Альтернативно количество витков без насыщения сердечника может быть рассчитано для конкретного дросселя согласно формуле:

При этом в качестве окончательного решения полученное число витков N должно быть округлено до следующего целого числа в меньшую сторону от полученного по формуле (6).

Далее для аналитического проектирования фильтра электромагнитных помех необходимо принять некоторое приблизительное значение синфазного тока. Как правило, оно находится в пределах 5% от номинального тока фазы. Альтернативно насыщение может быть численно смоделировано с помощью низкочастотных инструментов, имеющихся в программном пакете CST STUDIO SUITE, или посредством модели гистерезиса той или иной сложности.

Частотная зависимость магнитной проницаемости может быть выражена с использованием комплексной проницаемости µ = µ′+jµ″. Каждую часть комплексной проницаемости можно представить через частотно-зависимый резистор и индуктивность согласно формулам:

Здесь Ls и Rs — последовательные индуктивность и сопротивление; rcout, rcin и hc — геометрические размеры сердечника, внешний и внутренний радиусы и толщина.

Некоторые производители включают характеристики магнитной проницаемости в свои спецификации (datasheet) [2]. В противном случае резистивные и индуктивные составляющие импеданса можно просто измерить, а затем реальные и мнимые части магнитной проницаемости можно найти по формулам (7) и (8).

Теоретические основы эквивалентной последовательной индуктивности (ESL) и эквивалентной последовательной емкости (EPC) достаточно хорошо описаны в литературе, например в [3]. Влияние EPC и ESL на вносимые фильтром затухание и деградацию амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра довольно подробно исследованы в [4–6]. ESL и EPC относительно просты в моделировании и измерении. Эти паразитные эффекты зависят в основном от геометрии элементов и из физических размеров. Значение ESL для пленочных конденсаторов, используемых в фильтрах подавления ЭМП, обычно находится в диапазоне 8-18 нГн. В большинстве случаев ее значение для нужных конденсаторов можно найти в их технических описаниях.

Альтернативно ESL может быть получено путем измерения резонансной частоты и последующего вычисления по формуле:

LESL = 1/((2πf)2C).                    (9)

Результаты измерения частотных характеристик типовых для фильтров подавления ЭМП пленочных конденсаторов с различными значениями номинальной емкости и рассчитанными значениями их ESL приведены на рис. 1. Эти значения позже используются в процессе моделирования в среде CST STUDIO SUITE.

Импеданс конденсаторов с различными значениями ESL и номинальной емкости

Рис. 1. Импеданс конденсаторов с различными значениями ESL и номинальной емкости

В отличие от конденсаторов синфазные дроссели, как правило, это не типовые стандартные изделия, они разрабатываются непосредственно в ходе проектирования фильтра. Соответственно, вся процедура проектирования таких дросселей, включая оценку их EPC, требует более подробного обсуждения.

Импеданс синфазного дросселя в зависимости от числа витков обмотки

Рис. 2. Импеданс синфазного дросселя в зависимости от числа витков обмотки

Эквивалентную последовательную емкость нужно оценивать для каждого конкретного синфазного дросселя в зависимости от его геометрии и количества витков в обмотках (они одинаковые и симметричны). Собственно EPC синфазного дросселя состоит из двух паразитных конденсаторов, один из которых образован межвитковой емкостью Ctt, а второй — емкостью обмотки по отношению к сердечнику Ctc. На рис. 2 видно, что количество витков оказывает не столь значительное влияние на частоту собственного резонанса (self­resonance frequency, далее — SRF) синфазного дросселя. Естественно, SRF сдвигается вверх при их уменьшении (из-за снижения индуктивности), но для всех исследованных вариантов, а это обмотки, имеющие 10–15 витков, EPC дросселя изменялась крайне незначительно. Это объясняется последовательно-параллельным подключением паразитных конденсаторов Ctt и Ctc [7]. Физические параметры, необходимые для расчета EPC, показаны на рис. 3.

Физические параметры синфазного дросселя, необходимые для оценки его EPC

Рис. 3. Физические параметры синфазного дросселя, необходимые для оценки его EPC:
Do и Di — диаметр провода с изоляцией и без нее соответственно;
t — толщина изоляции провода

Согласно [7], межвитковая емкость состоит из емкости, которая определяется относительной диэлектрической проницаемостью изоляционного покрытия провода конкретного типа, и емкости, создаваемой воздушным зазором между двумя соседними витками.

Обе емкости соединены последовательно, и их можно оценить с помощью уравнения (10). Согласно лабораторным измерениям, толщина покрытия для эмалированной медной проволоки находится в пределах 2–10% ее внешнего диаметра.

Здесь ε0 — электрическая постоянная вакуума, равна 8,85×10–12 Ф/м; εr — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика покрытия; lt — средняя длина витка; θ* — это угол, который рассчитывается по формуле:

Паразитная емкость между витком и сердечником моделируется как конденсатор между плоскостью и проводником. Тогда длины путей линий напряженности электрического поля составляют только половину, как в случае двух смежных витков. Как известно, емкость обратно пропорциональна расстоянию между обкладками конденсатора, и, следовательно, Ctc должна быть равна удвоенному значению Ctt. Общая эквивалентная емкость синфазного дросселя может быть представлена с помощью эквивалентных схем, состоящих из параллельного и последовательного соединения Ctt и Ctc. Для однослойной обмотки, что обычно и происходит на практике, значение EPC уменьшается с увеличением числа оборотов, начиная с 2Ctt, и останавливается на 1,366Ctt для значений числа витков, превышающих 10.

Паразитные взаимные связи зависят от расположения компонентов внутри фильтра электромагнитных помех, и физические явления, лежащие в основе таких связей, достаточно хорошо изучены. Кроме того, имеются выработанные рекомендации по размещению компонентов, направленные на уменьшение этих нежелательных эффектов [8, 9]. Кроме того, взаимозависимые связи автоматически учитываются при МКЭ-моделировании.

 

Подготовка модели

С помощью процедуры проектирования CST STUDIO SUITE были проанализированы два трехфазных фильтра подавления ЭМП. Первый был специально разработан в рамках проекта и размещен на печатной плате, второй представляет собой обычный трехфазный фильтр электромагнитных помех.

Для того чтобы сократить время моделирования, трехмерную модель требуется упростить. В то же время упрощение 3D-модели может привести к получению неточных результатов. Поэтому здесь необходимо найти компромисс между точностью модели и временем ее вычисления. Кроме того, первоначальный, базовый 3D-образец фильтра подавления ЭМП должен быть надлежащим образом адаптирован для МКЭ-моделирования. Достигается это следующим образом.

Во–первых, большинство непроводящих частей внутри фильтра не влияют на распространение электромагнитных полей и могут быть просто исключены (за исключением, естественно, печатной платы) для упрощения.

Хотя потери в диэлектрическом материале начинают влиять на вносимое фильтром затухание только на частотах в несколько мегагерц, моделирование конденсаторов в виде одиночных прямоугольных параллелепипедов в целом дает хорошее согласование с реальным измерением. При этом сама структура внутри конденсатора в виде модели с сосредоточенными параметрами тоже может быть упрощена [10].

Модель с сосредоточенными параметрами (также называемая модель сосредоточенного элемента, или модель с сосредоточенными компонентами) облегчает описание поведения пространственно-распределенных физических систем в топологию, состоящую из дискретных сущностей, которые аппроксимируют поведение распределенной системы при определенных предположениях. Этот подход полезен в электрических системах, включая электронику, где необходимо учитывать взаимосвязи между элементами по электромагнитному полю. Математически упрощение сводит пространство состояний системы к конечной размерности, а дифференциальные уравнения с частными производными непрерывной (бесконечномерной) временной и пространственной модели физической системы — к обычным дифференциальным уравнениям с конечным числом параметров.

Модель сосредоточенных элементов электронных схем делает упрощающее предположение о том, что такие атрибуты схемы, как сопротивления, емкости, индуктивности и коэффициент усиления, сконцентрированы в идеализированных электрических компонентах — резисторах, конденсаторах, катушках индуктивности и т. д. — и соединены посредством идеально проводящих проводников.

Вырез в середине параллелепипеда, представляющего собой конденсатор, используется для создания дискретного порта. Сосредоточенная модель конденсатора будет соединена с этим портом позже в эквивалентной схеме. Использование такого представления компонентов позволяет оптимизировать их номинальные значения на заключительном этапе моделирования и провести некоторую корректировку в вычислении вносимого фильтром затухания.

И наконец, для получения адекватного EPC необходимо выбрать степень упрощения для обмоток синфазного дросселя. Конденсаторы, упрощенные до прямоугольных параллелепипедов, и модель синфазного дросселя, точно отражающая геометрию реального компонента, дают достаточно неплохие результаты. Созданные в рамках данного проекта 3D-модели, предназначенные для дальнейшего моделирования, показаны на рис. 4. Количество тетраэдров для разработанного в ходе проекта фильтра после процесса создания сетки составляет 361 тыс., а для стандартного фильтра — 530 тыс. Это база, которая позволяет определить влияние на вносимое фильтром затухание при дальнейших упрощениях его геометрии. Например, при изменении представления обмоток синфазного дросселя, при оценке того, насколько эффективно его замещение прямоугольником, при определении влияния удаления диэлектрических материалов и т. д.

3D-модели фильтров подавления ЭМП, используемые для МКЭ-моделирования

Рис. 4. 3D-модели фильтров подавления ЭМП, используемые для МКЭ-моделирования:
а) 3D-модель фильтра FN3258 компании Schaffmer;
б) 3D-модель разработанного в рамках данного проекта фильтра подавления ЭМП

Принятые меры оптимизации позволяют уменьшить число элементарных ячеек в 1,8 раза. При этом время моделирования сокращается в 2,5 раза, хотя результаты, естественно, будут и менее точны, и это «менее» требуется прояснить.

На рис. 5 показана разница вносимого фильтром затухания между базовой и упрощенными симулированными 3D-моделями. Несмотря на относительно небольшое несоответствие между характеристиками, полученными с использованием упрощенных моделей по отношению к базовым, здесь наблюдается некоторая нестабильность моделирования, особенно проявляющаяся на низких частотах. Поэтому дальнейшее упрощение модели, изображенной на рис. 4, не рекомендуется.

Влияние упрощения геометрии на вносимое фильтром затухание синфазного сигнала

Рис. 5. Влияние упрощения геометрии на вносимое фильтром затухание синфазного сигнала

По определению, энергия электромагнитного поля в пределах фильтра подавления ЭМП передается между его входными и выходными терминалами. В идеале этот процесс имеет место только между входами и выходами определенной фазы. В действительности, если рассматривать вариант трехфазного фильтра, то все шесть его терминалов относительно ЭМП будут взаимно соединены по полю.

Для характеристики такой системы может использоваться многопортовая сеть. В программном пакете CST STUDIO SUITE есть два типа портов — дискретный и волноводный. Дискретный порт представляет собой элемент с сосредоточенными параметрами, имеющий связь между двумя гранями трехмерной модели. Волноводный порт — это бесконечно длинный волновод с пренебрежимо малым внутренним отражением (коэффициентом стоячей волны по напряжению или КСВн). Применение волноводного порта рекомендуется для высокочастотных моделей (от сотен килогерц до мегагерц). Но поскольку стандартный диапазон для кондуктивных электромагнитных помех ограничивается частотой 30 МГц, то моделирование с волноводными портами может быть неустойчивым, особенно в нижнем килогерцевом диапазоне частот.

Более того, длительность моделирования с волноводными портами почти вдвое выше, чем с дискретными, поэтому рекомендуется использовать дискретные порты. Разница между вносимым фильтром затуханием, полученным при моделировании с волноводными, и дискретными портами для одного и того же базового фильтра, показана на рис. 6. Результаты моделирования с дискретными портами более стабильны. Кроме того, с применением волноводных портов возникает несоответствие на низких частотах. Следовательно, можно сделать вывод, что только дискретные порты являются подходящими для моделирования фильтров электромагнитных помех как с точки зрения обеспечения приемлемой точности, так и времени вычисления.

Сравнение вносимого затухания для синфазного сигнала при моделировании фильтра с волноводными и дискретными портами

Рис. 6. Сравнение вносимого затухания для синфазного сигнала при моделировании фильтра с волноводными и дискретными портами

 

Моделирование и обработка результатов

Для всестороннего понимания процессов, происходящих в фильтре подавления ЭМП, анализ вносимого им затухания проводился в частотном диапазоне 1 кГц – 100 МГц, который шире стандартного диапазона, принятого для оценки и нормирования кондуктивных ЭМП. Этот диапазон позволяет лучше понять поведение фильтра. Для расчетов предусмотрен универсальный вычислитель в частотной области без адаптивной сетки. Результаты 3D-моделирования в CST STUDIO SUITE представлены в виде частотно-зависимой матрицы, состоящей из параметров рассеяния электромагнитного поля. Матрица может использоваться для дальнейшего моделирования, вносимого фильтром затухания как синфазных, так и дифференциальных помех в комбинированном моделировании. Модель черного ящика, полученная из 3D-моделирования, автоматически интегрируется в схему, куда могут быть включены все необходимые компоненты, характеризующиеся сосредоточенными параметрами. Все порты моделей, ранее назначенные в 3D-модели, отражаются в модели черного ящика в качестве выводов соответствующих цепей. Эта схема, приведенная на рис. 7, воспроизводит установку измерений из уже упомянутого стандарта CISPR 17:2011.

Модель фильтра подавления ЭМП в виде черного ящика, автоматически созданная в схеме

Рис. 7. Модель фильтра подавления ЭМП в виде черного ящика, автоматически созданная в схеме

После нормализации S–параметрической матрицы к стандартным 50 Ом вносимые фильтром затухания для синфазного и дифференциального сигналов могут быть рассчитаны на основе вычисленных ранее параметров рассеяния. Когда все необходимые компоненты с сосредоточенными параметрами включены в схему, смоделированный фильтр подключается к внешнему порту в последовательном режиме 50/50 Ом по отношению к нагрузке и импедансу источника сигнала.

Эффект, возникающий вследствие частотной зависимости магнитной проницаемости µ(f), обычно упрощается в процессе проектирования и моделирования. Так что здесь просто используется значение начальной проницаемости µi. Для оценки важности частотно-зависимых эффектов проницаемости была проведена симуляция с идеализированной и реальной частотно-зависимой магнитной проницаемостью. Первоначально проницаемость ядра моделировалась как константа, равная µi. Для получения частотной зависимой проницаемости измерялись реальные и мнимые части проницаемости реального сердечника (в нашем случае это широко используемый сердечник EPCOS N87). Затем полученные данные использовалась при учете потерь магнитного материала, для этого выбранного материала была применена модель 6-го порядка. Как выяснилось, разница вносимого затухания фильтром, смоделированного для двух фильтров с идеальными и частотно-зависимыми моделями в части магнитной проницаемости, весьма значительна (рис. 8).

Влияние частотно-зависимой магнитной проницаемости на вносимое затухание фильтра при моделировании для синфазного и дифференциального режимов

Рис. 8. Влияние частотно-зависимой магнитной проницаемости на вносимое затухание фильтра при моделировании для синфазного и дифференциального режимов

При этом затухание, вносимое фильтром и полученное при моделировании с идеализированной проницаемостью, оказывается лучше как для синфазного, так и для дифференциального сигнала. По сравнению с идеализированным сценарием нелинейность поведения магнитной проницаемости приводит к снижению оценки затухания фильтра в диапазоне частот 1–100 МГц. Таким образом, можно сделать вывод, что при проектировании фильтра для подавления электромагнитных помех использование реальных характеристик магнитной проницаемости синфазного дросселя является незаменимым. Это связано с тем, что упрощение на данном этапе способно привести к значительным ошибкам моделирования.

Для того чтобы улучшить затухание, вносимое фильтром в режиме синфазного сигнала помехи, ферритовый сердечник синфазного дросселя был заменен сердечником, выполненным по нанокристаллической технологии. В этом случае наблюдаются несколько эффектов, соответствующих теоретическим ожиданиям. Во–первых, вносимое фильтром затухание в области низких частот для синфазного сигнала стало намного выше. Это связано с тем, что µi у нанокристаллического материала намного выше, чем у обычного феррита. Однако затухание, вносимое фильтром в области высоких частот в данном режиме, остается в основном без изменений. Во–вторых, затухание, вносимое фильтром в дифференциальном режиме из-за уменьшения индуктивности рассеивания синфазного дросселя, сокращается. Следовательно, нанокристаллический сердечник с его более высокой проницаемостью не дает значительного улучшения в высокочастотном диапазоне.

Для улучшения затухания высокочастотной области модель черного ящика фильтра может быть дополнена идеализированными элементами и промоделирована только в схематическом виде. Значения этих компонентов автоматически выбираются оптимизатором, интегрированным в пакет программ CST STUDIO SUITE, в соответствии с граничными условиями, заданными для уровня затухания. Задача заключалась в минимизации отклонений в части вносимого фильтром затухания в диапазоне частот 5–10 МГц. Что касается паразитных параметров компонентов, используемых для улучшения точности моделирования затухания, они взяты из таблиц, приведенных в спецификациях, и для повышения точности включены в схему. Полученные результаты оценки вносимого затухания в режиме синфазного сигнала для нескольких улучшенных моделей фильтров показаны на рис. 9. Таким образом, потенциал улучшения можно оценить еще до построения новой 3D-модели.

Сравнение между вносимым затуханием реального фильтра для синфазной помехи с данными, полученными на моделях с внесением уточняющих корректировок

Рис. 9. Сравнение между вносимым затуханием реального фильтра для синфазной помехи с данными, полученными на моделях с внесением уточняющих корректировок

 

Подтверждение правильности предлагаемого подхода к проектированию фильтра ЭМП

Результирующие измерения вносимого фильтром затухания в режиме дифференциального и синфазного сигнала по сравнению с вносимыми потерями фильтра, полученные в ходе предлагаемого моделирования, показаны на рис. 10 и 11.

Сравнение расчетного и полученного на модели вносимого затухания для разработанного в рамках данного проекта фильтра

Рис. 10. Сравнение расчетного и полученного на модели вносимого затухания для разработанного в рамках данного проекта фильтра:
а) в режиме синфазного сигнала;
б) в режиме дифференциального сигнала

Оба измерения и данные симуляции проводятся в соответствии с требованиями стандарта CISPR 17:2011. Как можно видеть, измеренные характеристики как самостоятельно разработанных, так и серийных типовых фильтров хорошо коррелируются с результатами их симуляции. Тем не менее при измерениях с использованием несбалансированного устройства развязки результаты не соответствуют моделированию в области крайних низких и очень высоких частот. Это вызвано неидеальностью развязывающих трансформаторов, которые используются для измерений. Из-за этой неидеальности для сравнения измерений с затуханием, полученным в результате моделирования, должно использоваться только затухание, вносимое фильтром для дифференциального сигнала, измеренное в линейном диапазоне коэффициента передачи трансформаторов. Небольшое обнаруженное рассогласование в синфазном режиме и отклонения в дифференциальном режиме работы фильтра могут быть объяснены также и неидеальностью самой измерительной системы и неучтенной, пусть и незначительной, но конечной индуктивностью шины заземления.

Сравнение расчетного и полученного на модели вносимого затухания для серийно выпускаемого фильтра

Рис. 11. Сравнение расчетного и полученного на модели вносимого затухания для серийно выпускаемого фильтра:
а) в режиме синфазного сигнала;
б) в режиме дифференциального сигнала

В разработанном в рамках данного проекта фильтре подавления ЭМП были реализованы два различных подхода в части улучшения модели (в соответствии с оптимизацией, проведенной ранее). Затухание, вносимое фильтром в режиме синфазного сигнала на улучшенной модели, предсказанное в моделировании, подтверждается измерениями улучшенного прототипа. Общая тенденция здесь аналогична показанной на рис. 10, а оставшееся несоответствие обусловлено в основном ускоренной, приблизительной реализацией дополнительных этапов, связанных с оптимизацией учета паразитных параметров.

Весь рабочий процесс разработки фильтра подавления электромагнитных помех на базе программного пакета CST STUDIO SUITE суммирован в общей блок-схеме, изображенной на рис. 12.

Алгоритм разработки фильтра подавления ЭМП с применением программного пакета CST STUDIO SUITE

Рис. 12. Алгоритм разработки фильтра подавления ЭМП с применением программного пакета CST STUDIO SUITE

 

Заключение

В статье представлен весь рабочий процесс проектирования фильтра подавления электромагнитных помех для мощного преобразователя, выполняемый на базе программного пакета CST STUDIO SUITE. Предлагаемый метод моделирования предоставляет возможность получить практически пригодный результат в частотном диапазоне 1 кГц – 100 МГц и учитывает все сложные физические эффекты в реальном фильтре, которые не моделируются при обычных вычислениях, такие как нелинейность магнитной проницаемости и межкомпонентные паразитные связи, что позволяет с высокой точностью моделировать вносимое фильтром затухание. Что и было подтверждено экспериментальной проверкой прототипов. Условия моделирования предлагаемого метода соответствуют требованиям, описанным в стандарте CISPR 17:2011. В статье также показан потенциал улучшения модели фильтра (в части вносимого им затухания) за счет реализации дополнительных этапов ее уточнения. Для получения значений дополнительных компонентов использовался инструмент оптимизации от CST STUDIO SUITE. Меры корректирования, реализованные в прототипе фильтра, показали эффективность, близкую к результатам моделирования. Характеристики смоделированного по предлагаемой методике фильтра могут быть включены непосредственно в полную модель преобразователя.

Литература
  1. Information technology equipment. Radio disturbance characteristics. Limits and methods of measurement. CISPR 22:2008
  2. Ferrites and accessories // EPCOS AG. SIFERRIT material. 2006. № 87.
  3. Ott  W. Electromagnetic compatibility engineering. Hoboken, N. J. John Wiley & Sons, 2009.
  4. Neugebauer  C., Perreault D. J. Filters With Inductance Cancellation Using Printed Circuit Board Transformers // IEEE Transactions on Power Electronics. 2004. Vol. 19. No. 3.
  5. Neugebauer  C, Perreault D. J. Parasitic capacitance cancellation in filter inductors // IEEE Transactions on Power Electronics. 2006. Vol. 21. No. 1.
  6. Manushyn I. , Koleff L. M., Griepentrog G. J. Holistic approach to three­phase EMI filter improvement. PEMD 2016 Glasgow. IET, 2016.
  7. Pasko  W., Kazimierczuk M. K., Grzesik B. Self­ Capacitance of Coupled Toroidal Inductors for EMI Filters // IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility. 2015. Vol. 57. No. 2.
  8. Chen , Qian Z., Zeng Z., Wolf C. Modeling of Parasitic Inductive Couplings in a Pi­Shaped Common Mode EMI Filter // IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility. 2008. Vol. 50. No. 1.
  9. Lissner , Hoene E., Stube B., Guttowski S. Predicting the influence of placement of passive components on EMI behavior. 2007 European Conference on Power Electronics and Applications. IEEE, 2007.
  10. Asmanis G., Asmanis A., Stepins D. Mutual couplings in three phase T‑type EMI filters. 2012 International Symposium on Electromagnetic Compatibility (EMC EUROPE). IEEE, 2012.

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *