Эффективная фильтрация и защита порта USB 3.1

Опубликовано в номере:
PDF версия
В статье описаны компоненты, необходимые для защиты устройств с портом USB 3.1, и проблемы ослабления ЭМП, которые, если они не будут решены вовремя, могут привести к сбою при испытаниях конечной аппаратуры на требования ЭМС. Общее решение для подтверждения эффективности предлагаемых компанией Würth Elektronik компонентов, продемонстрировано на примере адаптера USB Type-C (Dongle).

Введение

Разъем USB-интерфейса и соответствующий ему стандарт являются одними из наиболее широко распространенных и успешных из когда-либо использовавшихся прежде. Они интенсивно используются как в коммерческих, так и в индустриальных приложениях, причем обе отрасли стремятся к тому, чтобы стандарт стал быстрее. Сейчас USB обновлен до версии 3.1 и может увеличивать скорость передачи данных до 5 Гбит/с (Gen 1) и до 10 Гбит/с (Gen 2). Это условие остается актуальным из-за постоянно растущего разрешения медиа и требований к скорости передачи данных в сети.

Однако ничего не дается даром: повышение скорости передачи данных означает, что необходимо уделять еще большее внимание параметрам, которые имеют определяющее значение для высокоскоростных линий передачи данных. Кроме того, для сохранения скорости передачи и целостности сигнала следует принимать меры к ослаблению нежелательных сигналов, в общем случае они рассматриваются как электромагнитные помехи (ЭМП). К тому же правильная организация тракта передачи данных имеет первостепенное значение для выполнения все более жестких требований по электромагнитной совместимости (ЭМС).

Для высокоскоростных линий передачи данных широко известная на мировом рынке компания Würth Elektronik имеет в своем портфолио синфазные дроссели, необходимые для подавления электромагнитных помех, и TVS-диоды (Transient Voltage Suppresser — ограничитель бросков напряжения) для защиты от воздействия электростатических разрядов (ESD protection, ESD — Electrical Static Discharge) и переходных процессов, связанных в том числе и с воздействием ЭМП на линию передачи сигнала.

Так, синфазный дроссель WE-CNSW HF, специально разработанный компанией Würth Elektronik для ослабления синфазных помех, гарантирует сохранение целостности сигнала на скоростях до 10 Гбит/с. Для защиты от электростатического разряда (ESD-защита) и бросков напряжения доступен диод WE-TVS с очень низкой собственной емкостью (<0,6 пФ), который оптимален для работы на очень высоких частотах. Эти компоненты также хорошо подходят и для других интерфейсов с высокой скоростью передачи данных, например HDMI 4K, DisplayPort или GBit LAN.

Как известно, если необходимые технические решения по подавлению негативного воздействия ЭМП не будут приняты вовремя, это может привести к отказам при испытаниях конечной аппаратуры на выполнение требований ЭМС [1, 2]. Для иллюстрации проблемы и ее возможного решения рассмотрим это на примере устройства с портом USB 3.1. Общее решение, предназначенное для подтверждения эффективности предлагаемых компанией Würth Elektronik компонентов, будет продемонстрировано на примере адаптера USB Type-C (Dongle) (рис. 1). Что касается все еще весьма распространенного интерфейса USB 2.0, то для получения информации по компонентам, подходящим для использования при защите его линий связи, можно обратиться к [3, 4, 5].

Адаптер USB Type-C (Dongle), использованный для демонстрации фильтрации и защиты порта USB 3.1

Рис. 1. Адаптер USB Type-C (Dongle), использованный для демонстрации фильтрации и защиты порта USB 3.1

 

Проблемы ЭМС симметричных линий передачи данных

Хотя этот вопрос уже неоднократно обсуждался в технической литературе [4, 5] и специализированных журналах [3], рассмотреть его еще раз в рамках данной публикации не будет лишним. Интерфейс USB в физической реализации представляет собой двунаправленный симметричный интерфейс, в общем виде изображенный на рис. 2.

Интерфейс USB — общее представление

Рис. 2. Интерфейс USB — общее представление

Симметричные технологии передачи имеют существенные преимущества с точки зрения сохранения целостности сигнала, они отличаются более низким излучением помех и более высокой устойчивостью к помехам, однако нарушения симметричности могут привести к обратному результату. На рис. 3 дается более подробное объяснение.

Симметричный интерфейс с измерением напряжений

Рис. 3. Симметричный интерфейс с измерением напряжений

Измеряемыми величинами здесь являются:

  • VDM — симметричное напряжение помехи между сигнальными проводами;
  • VCM — несимметричное напряжение помехи между средним значением напряжения и опорным напряжением (общим проводом) и заземленной экранирующей оболочкой кабеля.

Как мы видим, на передачу сигналов может влиять не только дифференциальная, но и синфазная помеха. Причем оба напряжения помех могут возникать от самого интерфейса или как внешнее электромагнитное воздействие, вызванное индуктивной и емкостной связью с иными цепями.

Излучение ЭМП

В случае USB дифференциальные помехи в основном представляют собой помехи, вызванные нелинейными гармониками сигнала, причина которых заключается в рассогласовании линии связи (неидеальной симметричности, в том числе и нагрузки) и неадекватной схемотехники. С учетом наличия асимметрии тракта передачи, то есть системы, содержащей передатчик, печатную плату и токопроводящие дорожки, фильтры при их наличии, кабель к приемнику, данная ситуация приводит к внесению неоднородностей в тракт передачи и способна вызвать чрезмерное излучение помех и ухудшение качества сигнала.

Синфазные помехи возникают от наводок окружения USB-контроллера, которые обычно воздействуют на линии из-за наличия емкостной связи, а их проникновение в полезный сигнал увеличивается по мере повышения частоты помехи и ее амплитуды. Этот тип помех наводится на обоих передающих проводах в одной и той же фазе и с одинаковой амплитудой и, следовательно, не оказывает влияния на полезный сигнал. Однако любая асимметрия в кабеле или в приемнике преобразует изначально синфазный сигнал в дифференциальную помеху, что впоследствии способно внести свой вклад в ухудшение полезного сигнала. На рис. 4 как раз проиллюстрирован такой случай.

Преобразование дифференциального сигнала в синфазную помеху из-за наличия паразитных емкостных связей в одном канале дифференциальной пары

Рис. 4. Преобразование дифференциального сигнала в синфазную помеху из-за наличия паразитных емкостных связей в одном канале дифференциальной пары

Помехоустойчивость

Когда речь идет о влиянии помех на USB, дифференциальная технология передачи данных по сравнению с использованием обычного коаксиального кабеля обеспечивает значительное преимущество. На рис. 5 и показано влияние помех на коаксиальный кабель. В зависимости от эффективности экранирования коаксиального кабеля импульс электрического поля, излучаемый линией питания, проложенной параллельно с сигнальным кабелем, проникает в линию передачи данных, что при большой амплитуде и длительности такого воздействия приводит к потере данных или ошибкам связи.

Влияние помех на коаксиальный тракт передачи данных

Рис. 5. Влияние помех на коаксиальный тракт передачи данных

В рассматриваемом случае именно технология симметричной передачи имеет многочисленные преимущества, включая меньшее излучение ЭМП и более высокую помехоустойчивость, как это видно на рис. 3.

Вариант передачи данных в дифференциальном режиме по витой паре показан на рис. 6. Полярность предполагаемого сигнала меняется на противоположную, поэтому распространяются одинаковые, но противоположные сигналы. Разность сигналов оценивается на входе приемника. Интерференционный сигнал (то есть сигнал внешней ЭМП) воздействует на оба провода в одной и той же фазе (то есть для линии он является синфазным), поэтому он вычитается и не оказывает мешающего воздействия на полезный сигнал, принятый приемником. Естественно, если приемник в состоянии справиться с уровнем такой синфазной помехи.

Компенсация электрической составляющей ЭМП, воздействующей на полезный сигнал в лини связи для дифференциального режима передачи с использованием витых пар

Рис. 6. Компенсация электрической составляющей ЭМП, воздействующей на полезный сигнал в лини связи для дифференциального режима передачи с использованием витых пар

Кроме того, в случае воздействия магнитной составляющей ЭМП (помеха, наведенная за счет индуктивной связи) уже само по себе скручивание проводов обеспечивает ее компенсацию. Компенсация осуществляется из-за симметрии распределенных индуктивностей соответствующего витого провода, благодаря которой наведенные в каждом проводе линии помехи, поскольку их векторы противоположны по знаку, компенсируют одна другую.

Возможности для снижения излучения ЭМП и повышения помехоустойчивости

Совершенно очевидно, что на практике полностью избавиться от излучения и воздействия ЭМП просто нереально, поэтому требования к устойчивости к помехам иногда бывают весьма жесткими. Причины генерации ЭМП и снижения помехоустойчивости различны и имеют ряд нюансов. Однако основными источниками проблем здесь являются следующие:

  • Неидеальная симметричность по входу/выходу USB-контроллера.
  • Разводка платы выполнена с нарушением требований, характерных для высокочастотной техники, и несовместима с требованиями по ЭМС. Причина этого в наличии паразитных емкостей и отсутствии согласования по волновому сопротивлению.
  • Схемное решение фильтра не обеспечивает заданное подавление помех, кроме того, фильтры влияют на целостность сигнала.
  • Неидеальная конструкция разъема, а его заземление на общий провод неэффективно, что в свою очередь снижает эффективность экранирования экрана кабеля и плохо сказывается на функционировании фильтров подавления ЭМП.
  • USB-кабель не идеально симметричен, он может иметь некачественное экранирование и недостаточное заземление (особенно если в целях экономии использовать дешевый, «не брендовый»). Такой кабель ухудшает качество передаваемого сигнала, сам по себе излучает помеху в виде гармоник сигнала и имеет недостаточную защиту от внешних источников ЭМП-помех.

Методы снижения излучения ЭМП и повышения помехоустойчивости

Основными элементами, используемыми для ослабления наведенных помех, являются синфазные дроссели (Common mode choke, CMC). Однако, что касается интерфейса USB 3.1, здесь, в силу его специфики, требуется чрезвычайно низкая емкость между линией передачи данных и «землей», а ее значения, как известно, в большой степени зависят от свойств синфазного дросселя и определяются его конструкцией. Так что в нашем случае такой дроссель должен иметь высокую степень симметрии и одновременно максимально низкую паразитную емкость между его двумя обмотками. Кроме того, относительная магнитная проницаемость его сердечника должна иметь низкую действительную часть в частотном диапазоне передачи сигналов данных. Это связано с тем, что необходимо уменьшить нежелательные отражения от дросселя, который своим присутствием вносит неравномерность в тракт и, как следствие, влияет на уровень возвратных потерь (потерь на отражения). А вот мнимая часть относительной магнитной проницаемости в диапазоне подлежащих фильтрации частот должна быть как можно более высокой.

Помехи в виде переходных процессов (коротких всплесков напряжения, сопровождающихся гармонически затухающим высокочастотным процессом) и бросков всплесков напряжения («иголки», или пачки импульсов), а также помех от разрядов статического электричества (тут требуется ESD-защита), обычно могут быть ограничены варисторами. Особенно часто разработчики останавливают свой выбор на многослойных варисторах для монтажа на поверхность (SMD). Данные варисторы отличаются быстрым срабатыванием и выдерживают высокие уровни поглощаемой энергии. Однако их емкость, как правило, слишком высока, что может привести к нарушению целостности сигнала и определенно делает их непригодными для ограничения переходных процессов в линиях данных интерфейса USB 3.1. Решение по ограничению переходных процессов с диодами показано на рис. 7. Переходные процессы ограничены относительно «земли» как на D+, так и на D– вплоть до прямого падения напряжения (forward voltage) UF диодов. Это напряжение составляет около 0,7 В для кремниевых диодов.

Пример использования диодной сборки для уменьшения влияния внешних воздействий (импульсы напряжения, разряд статического электричества) на интерфейс USB

Рис. 7. Пример использования диодной сборки для уменьшения влияния внешних воздействий (импульсы напряжения, разряд статического электричества) на интерфейс USB

Поскольку воздействие осуществляется с высокой скоростью нарастания, то проблема возникает очень быстро. Здесь на рис. 7 она помечена красной молнией. Как известно, сигнал напряжения при работе USB на средней скорости равен 2,8 В (от D+ до D–), то есть будет составлять 1,4 В относительно «земли». Таким образом, чтобы избежать ухудшения сигнала по причине использования более высокого напряжения, положительная ветвь должна быть обеспечена соответствующим смещением.

Диодный ограничитель для уменьшения воздействия переходных процессов (импульсы напряжения, разряд статического электричества) на интерфейсе USB со смещением для работы на более высоких уровнях сигнала

Рис. 8. Диодный ограничитель для уменьшения воздействия переходных процессов (импульсы напряжения, разряд статического электричества) на интерфейсе USB со смещением для работы на более высоких уровнях сигнала

На рис. 8 представлено более продвинутое решение. Дополнительный TVS-диод (специальный полупроводниковый диод, предназначенный для подавления выбросов напряжения) с ограничением напряжения 6 В устанавливает пороговое значение приблизительно на уровне 6,7 В. Этого вполне достаточно для эффективной защиты, TVS-диоды с более низкими напряжениями ограничения слишком медленные, чтобы ограничить воздействия, вызванные разрядами статического электричества, и нам здесь не подходят. Интересующие нас уровни напряжения иллюстрирует рис. 9.

Уровни ограничения напряжения для положительной цепи

Рис. 9. Уровни ограничения напряжения для положительной цепи

Ограничение импульсных помех на линиях подключения напряжения питания может быть также достигнуто с помощью дополнительного диода D5, показанного на рис. 8. Хотя емкость TVS-диода находится на достаточно низком уровне в 5 пФ, она все же может быть слишком высокой для USB 3.1. Но поскольку VR1 включен последовательно с диодами D3 и D4, это снижает общую емкость, которая оказывает влияние на сигнал, и она уже становится не настолько критичной. Это связано с тем, что диоды D3 и D4 имеют собственную емкость около 2 пФ. Так как емкости с D3 и D4 по отношению к сигналу соединены последовательно, общая емкостная нагрузка между сигнальными линиями составляет лишь 2 пФ, а сигнальной линии относительно «земли» составляет около 3 пФ.

Для напряжения питания можно использовать π-фильтр нижних частот с двумя керамическими конденсаторами и катушкой индуктивности, как это показано на рис. 10. Однако здесь существенным параметром является допустимый рабочий ток (важно не вызвать насыщения сердечника), который всегда указывается в справочных материалах, но, как правило, для температуры +20 °C. Поэтому катушка индуктивности для фильтра должна быть выбрана соответственно уровню тока и условиям применения конечного продукта.

 Топология π-фильтра нижних частот

Рис. 10. Топология π-фильтра нижних частот

 

Высокочастотные синфазные дроссели

Синфазные дроссели — это катушки индуктивности с двумя или более изолированными обмотками. Когда синфазный сигнал проходит через компонент, магнитный поток накапливается в сердечнике, что приводит к высокому сопротивлению дросселя, и чем выше частота сигнала, тем больше (в реальном дросселе до определенного предела) и сопротивление дросселя. Поскольку дифференциальные сигналы подавляют магнитный поток в сердечнике, импеданс дросселя остается низким, что позволяет сигналу проходить через него практически беспрепятственно. В качестве примера на рис. 11 показаны высокочастотные синфазные дроссели семейств WE-CNSW [6] и WE-CNSW HF [7] компании Würth Elektronik.

Высокочастотные синфазные дроссели компании Würth Elektronik

Рис. 11. Высокочастотные синфазные дроссели компании Würth Elektronik семейств:
а) WE-CNSW;
б) WE-CNSW HF

На рис. 12 приведена глазковая диаграмма для синфазных дросселей WE-CNSW (стандартный, слева) и WE-CNSW HF (высокочастотный, справа), в которой характеристики линий связи сравниваются при скорости передачи 5 Гбит/с. Оба компонента имеют почти одинаковое сопротивление в синфазном обычном режиме (показано далее на рис. 15) и успешно проходят тест (PASS). Основное их отличие заключается в импедансе для дифференциального сигнала. Разница достаточно велика и позволяет ясно увидеть, что при стандартной версии глазок диаграммы меньше.

Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 5 Гбит/с

Рис. 12. Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 5 Гбит/с

Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 2,5 Гбит/с

Рис. 13. Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 2,5 Гбит/с

При скорости 2,5 Гбит/с (рис. 13) разница меньше, так как гармоники сигнала не фильтруются ни высокочастотным компонентом, ни стандартным компонентом.

Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 7 Гбит/с

Рис. 14. Глазковая диаграмма с фильтром WE-CNSW (слева) и фильтром на WE-CNSW HF (справа) при скорости 7 Гбит/с

Разница между WE-CNSW и WE-CNSW HF незначи­тельна в низкочастотном диапазоне данных. Оба дросселя позволяют передавать сигнал данных (PASS), так как обе серии WE-CNSW имеют низкий дифференциальный импеданс в этом диапазоне частот. Тем не менее сигнал данных с более высокой частотой будет представлен с более высокими уровнями дифференциального сопротивления. С дросселем WE-CNSW частота среза фильтра составляет около 2 ГГц, тогда как с WE-CNSW HF частота среза намного выше, но при этом имеет тот же импеданс для синфазных сигналов. При скорости передачи данных 7 Гбит/с дроссель WE-CNSW также ослабляет первую гармонику частоты сигнала (тест не пройден — FAIL), в то время как WE-CNSW HF ослабляет только его высокочастотные гармоники, что при анализе глазковой диаграммы (рис. 14) позволяет сделать вывод о прохождении тестирования (PASS).

Сравнение полного и дифференциального импеданса дросселей WE-CNSW (744 231 091) [6] и HF WE-CNSW (744 233 56 00) [7]

Рис. 15. Сравнение полного и дифференциального импеданса дросселей WE-CNSW (744 231 091) [6] и HF WE-CNSW (744 233 56 00) [7]

 

Помехоподавляющие ограничители бросков напряжения — TVS-диоды

Благодаря особенностям технологии изготовления и своей конструкции современные микросхемы выполняются с чрезвычайно малой устойчивостью к высоким напряжениям. Так, интегрированная защита от электростатического разряда (ESD-защита) обычно работает с ограничением до 500 В, но в большинстве приложений для обеспечения стабильной и долгосрочной функциональности требуется ограничение входного напряжения на более низком уровне.

С этой целью компания Würth Elektronik выпустила серию высокочастотных TVS-диодов под названием WE-TVS Super Speed (рис. 16а) [8]. Эти сборки (их еще называют матрицы) из TVS-диодов эффективно защищают вход электронной аппаратуры от электростатических импульсов в соответствии с EN 61000-4-2. Из-за их сверхнизкой собственной емкости (< 0,6 пФ) они практически невидимы для данных, передающихся с высокой скоростью, например по протоколам USB 3.1, HDMI 2.0 и GBit Ethernet.

TVS-диоды компании Würth Elektronik

Рис. 16. TVS-диоды компании Würth Elektronik:
а) серия высокочастотных под названием WE-TVS Super Speed;
б) высокоскоростной серии WE-TVS High Speed

Кроме того, компанией предлагаются и специальные высокоскоростные серии WE-TVS — это, как сейчас принято говорить, высокопроизводительные диодные TVS-матрицы, которые содержат диоды, способные подавлять импульсы напряжения, поглощая их энергию. Они являются отличным выбором для защиты высокоскоростных линий передачи данных, таких как USB 2.0, VGA и Ethernet. Серия WE-TVS High Speed [9] превышает требования, изложенные в EN 61000-4-2. А из-за их сверхнизкой емкости (< 2 пФ) они почти невидимы на сигнальных линиях. Сравнение диодных TVS-матриц стандартной серии WE-TVS Super Speed и серии WE-TVS High Speed приведено на рис. 17.

Сравнение межвыводной емкости для TVS-матриц стандартной серии WE-TVS High Speed (82400152) и высокоскоростной серии WE-TVS Super Speed (824014885)

Рис. 17. Сравнение межвыводной емкости для TVS-матриц стандартной серии WE-TVS High Speed (82400152) [8] и высокоскоростной серии WE-TVS Super Speed (824014885) [9]

 

Адаптер USB-Typ-C

В современных условиях требуется, чтобы универсальная шина (USB) была меньше, тоньше и легче. Разъем USB Type-C был разработан параллельно со стандартом USB 3.1 (SuperSpeed+, USB 3.1 Gen 2) — обновленной версией USB 3.0 (теперь USB 3.1 Gen 1). Такой разъем содержит 24 контакта (рис. 18), которые включают четыре пары линий питания/заземления, две дифференциальные пары non-SuperSpeed+ (не SuperSpeed+) и четыре пары SuperSpeed+ (две используются для USB 3.1). Скорость передачи данных по интерфейсу USB Type-C достигает 10 Гбит/с при использовании одной пары линий SuperSpeed+ и двух линий SuperSpeed и обеспечивает ток питания до 5 А (100 Вт). Чтобы поддерживать целостность сигнала на этих скоростях, емкость устройств ESD-защиты должна быть даже ниже, чем для USB 2.0, в то время как синфазные дроссели должны обеспечивать высокий импеданс дифференциальным помехам на более высоких частотах.

Назначение контактов разъема USB Type-C

Рис. 18. Назначение контактов разъема USB Type-C

В соответствии с приведенным выше расположением контактов силовыми парами (передача питания) являются A1/A4, A9/A12, B1/B4 и B9/B12, пары SuperSpeed+ A2/A3/B10/B11 и A10/A11/B2/B3 и non-SuperSpeed+ A6/A7 и B6/B7. Все три функции можно рассматривать отдельно, а необходимую защиту и фильтрацию можно увидеть на рис. 19. Кроме того, контакты A5/B5 используются для обнаружения соединения и настройки интерфейса. А контакты A8/B8 могут применяться для передачи аудио и тех или иных дополнительных функций, которые еще не определены.

Блок-схема адаптера USB Type-C

Рис. 19. Блок-схема адаптера USB Type-C

Номинальный дифференциальный импеданс линий данных USB 3.1 составляет 90 Ом, что должно поддерживаться в дифференциальной микрополосковой линии адаптера. Импеданс Z0 рассчитывается по стандартной формуле (1). Здесь для достижения согласования импеданса в дополнение к диэлектрической проницаемости печатной платы и ее толщины h нужно учитывать ширину микрополосковой линии w, толщину t и расстояние s между дифференциальными линиями передачи данных (2):

Рассчитанные параметры микрополосковой линии были реализованы, как показано ниже на рис. 20, а расположение его внутренних элементов представлено на рис. 21.

Размеры трассировки и стек слоев печатной платы для достижения импеданса линии 90 Ом (w = 220 мкм, s = 150 мкм, h = 177 мкм)

Рис. 20. Размеры трассировки и стек слоев печатной платы для достижения импеданса линии 90 Ом (w = 220 мкм, s = 150 мкм, h = 177 мкм)

Внутреннее расположение элементов адаптера USB Type-C

Рис. 21. Внутреннее расположение элементов адаптера USB Type-C

Линии передачи питания USB 3.1

Итак, шина питания разъема USB Type-C может обеспечить мощность до 100 Вт (20 В/5 А) — разумеется, если кабель рассчитан на такую мощность. Однако большинство приложений не будет использовать столь высокую мощность. Следовательно, фильтр шины питания надо спроектировать так, чтобы выдерживать мощность, используемую конкретным приложением с соответствующим технологическим запасом.

Стандарт USB 3.1 устанавливает скорость передачи данных до 5 Гбит/с (Gen 1) и 10 Гбит/с (Gen 2). Чтобы ослабить воздействие высокочастотных помех от линии электропитания, можно использовать фильтр нижних частот с частотой среза, равной приблизительно 1/10 частоты Найквиста, соответствующей скорости передачи данных.

Применение для приложений, рассчитанных на мощность 100 Вт (20 В/5 А)

Для приложений высокой мощности рекомендуется применять многослойный ферритовый помехоподавляющий элемент WE-MSPB (742 792 261 01). Он рассчитан на требуемые токи и имеет максимальный импеданс в диапазоне частот приблизительно 100–1000 МГц, в котором при передаче данных по USB следует ожидать наивысший уровень помех. На частоте 750 МГц феррит действует как чисто омический резистор без реактивных составляющих. Выше этой резонансной частоты в его поведении доминирует емкостное сопротивление. В таблице 1 представлен обзор наиболее важных параметров, а кривая импеданса показана на рис. 22.

Графики импеданса и влияние постоянного тока на импеданс помехоподавляющего ферритового элемента WE­MPSB SMD (742 792 261 01)

Рис. 22. Графики импеданса и влияние постоянного тока на импеданс помехоподавляющего ферритового элемента WE­MPSB SMD (742 792 261 01)

Таблица 1. Электрические характеристики ферритового помехоподавляющего элемента WE-MPSB SMD (742 792 261 01)

Параметр

Условия определения

Значение

Погрешность

Z

100 МГц

100 Ом

±25%

Zmax

1100 МГц

160 Ом

Типовое

IR

ΔT = 40 K

8 A

Максимальное

RDC

 

4,5 Ом

Максимальное

Кроме того, фильтр необходим для подавления любого дополнительного высокочастотного шума. Здесь с учетом соображений, изложенных ранее, выбран π-фильтр, так как он, учитывая, что генератор помехи и ее приемник в источнике питания имеют низкий импеданс, имеет высокие вносимые потери. Это приводит к оптимальному несоответствию и, следовательно, к максимальному подавлению. С помощью стандартной для таких цепей методики расчета был разработан фильтр, представленный на рис. 23.

Решение для π-фильтра для приложений мощностью 100 Вт с его реализацией путем использования помехоподавляющих ферритовых SMD-элементов и TVS-диода

Рис. 23. Решение для π-фильтра для приложений мощностью 100 Вт с его реализацией путем использования помехоподавляющих ферритовых SMD-элементов и TVS-диода

Фильтр для подавления всплесков напряжения по цепи питания дополнительно модифицирован введением в него TVS-диода. Перечень использованных для практической реализации фильтра элементов приведен в таблице 2, а электрические характеристики использованного в нем конденсатора WCAP-CSGP (885 012 107 018) показаны в таблице 3.

Таблица 2. Перечень элементов, использованных для практической реализации фильтра для приложений мощностью 100 Вт

Обозначение

Серия

Номер для заказа

Номинальное значение

L6, L8

WE-MPSB 1812

742 792 261 01

100 Ом

L7

WE-MAPI 4020

744 383 560 12

1,2 мкГн

C1, C2

WCAP-CSGP 0805

885 012 107 018

4,7 мкФ/25 В

D6

WE-TVS

824 045 810

20 В

Таблица 3. Электрические характеристики конденсатора WCAP-CSGP (885 012 107 018)

Параметр

Условия определения

Значение

Погрешность

C

1 ±0,2 В (с.к.з.);
1 кГц ± 10%

4,7 мкФ

±25%

UR

 

25 В

Максимальное

DF

1 ±0,2 В (с.к.з.);
1 кГц ±10%

≤ 10%

Типовое

RISO

Приложение напряжения UR длительностью 120 с,
максимальное

≥ 0,02 ГОм

 

Применение для приложений, рассчитанных на мощность 60 Вт (20 В/3 А)

Поскольку для питания 100 Вт необходим специальный кабель, в большинстве приложений будет использоваться мощность не выше 60 Вт, то есть максимальная номинальная мощность «нормального» кабеля. Следовательно, может не возникнуть насущной потребности реализовывать фильтр, способный передавать мощность в 100 Вт. Следующий фильтр выполнен аналогично 100-Вт фильтру, но в нем применены компоненты с меньшим рейтингом по номинальному току, и, соответственно, он отличается более компактной конструкцией. Перечень элементов, использованных для практической реализации фильтра, рассчитанного на мощность в 60 Вт, приведен в таблице 4, результаты компьютерного моделирования ослабления фильтров линии передачи электропитания, рассчитанного на 60 и 100 Вт, отображены на графиках (рис. 24).

Сравнение результатов компьютерного моделирования ослабления фильтров линии передачи электропитания, рассчитанного на 60 и 100 Вт

Рис. 24. Сравнение результатов компьютерного моделирования ослабления фильтров линии передачи электропитания, рассчитанного на 60 и 100 Вт

Таблица 4. Перечень элементов, использованных для практической реализации фильтра для приложений мощностью 60 Вт

Обозначение

Серия

Номер для заказа

Номинальное значение

L6

WE-MPSB 1206

742 792 261 01

110 Ом

L7

WE-MAPI 3020

744 383 560 12

1,2 мкГн

L8

WE-MPSB 1812

742 792 261 01

100 Ом

C1, C2

WCAP-CSGP 0805

885 012 107 018

4,7 мкФ/25 В

D6

WE-TVS

824 045 810

20 В

Линии USB 3.1 SuperSpeed+

Сердцем фильтра линий данных является синфазный дроссель WE-CNSW HF (744 233 56 00). Благодаря специальной технологии намотки дроссель WE-CNSW HF обладает высокой степенью симметрии и низкой паразитной емкостью. Схема дросселя показана на рис. 25, а наиболее важные параметры приведены в таблице 5.

Чертеж синфазного дросселя фильтра линии передачи данных семейства WE-CNSW HF (744 233 56 00)

Рис. 25. Чертеж синфазного дросселя фильтра линии передачи данных семейства WE-CNSW HF (744 233 56 00)

Таблица 5. Электрические характеристики синфазного дросселя 744 233 56 00 семейства WE-CNSW H

Параметр

Условия определения

Значение

Погрешность

Z

100 МГц

60 Ом

± 25%

UR

 

20 В

Типовое

IR

ΔT = 40 K

600 мA

Максимальное

RDC

T = +20 °C

220 мОм

Максимальное

Кривая импеданса и вносимые потери дросселя в синфазном и дифференциальном режимах представлены на рис. 26. Синфазные помехи возникают в том случае, когда одни и те же наведенные помехи распространяются в одном и том же направлении в положительном и отрицательном каналах относительно «земли». Они всегда наблюдаются при емкостной или индуктивной связи в цепи или на дорожках печатного проводника. Следовательно, эта составляющая импеданса должна быть максимально высокой. На частоте 100 МГц представленный нами синфазный дроссель имеет импеданс около 60 Ом. Импеданс дифференциального сигнала возникает из-за паразитной индуктивности конструкции дросселя («вина» здесь лежит на индуктивности рассеивания LS). Для минимизации вносимых дросселем потерь крайне важно, чтобы этот импеданс на частоте передачи данных был как можно меньше.

 Графики импеданса и вносимых потерь для синфазного дросселя WE-CNSW HF (744 233 56 00). Условия измерения генератора и нагрузка — 50 Ом

Рис. 26. Графики импеданса и вносимых потерь для синфазного дросселя WE-CNSW HF (744 233 56 00). Условия измерения генератора и нагрузка — 50 Ом

Включение емкости в фильтр образует фильтр нижних частот второго порядка. Здесь вместо конденсаторов, как правило, установлена диодная матрица. Интегральные диоды также имеют паразитную емкость, которая может эффективно использоваться. Кроме того, паразитная индуктивность TVS-диодов в матрице очень низкая. Это необходимо для достижения максимально быстрой реакции на переходные процессы перенапряжения. Поэтому защитная диодная матрица серии WE-TVS SuperSpeed (824 012 823) [8] — практически идеальный конденсатор в сочетании с эффективной защитой от переходных процессов. Наиболее важные электрические характеристики и структура использованной в данном решении диодной TVS-матрицы представлены в таблице 6 и на рис. 27.

Электрическая схема и структура диодной матрицы WE-TVS (824 012 823)

Рис. 27. Электрическая схема и структура диодной матрицы WE-TVS (824 012 823)

Таблица 6. Электрические характеристики TVS­матрицы 824 012 823 серии WE-TVS SuperSpeed

Параметр

Условия определения

Значение

CCh

VGND = 0 В; VI/O = 1,65 В; f = 1 МГц;

между I/O и GND

0,18 пФ (типовая)

0,27 пФ (макс.)

CX

VGND = 0 В; VI/O = 1,65 В; f = 1 МГц;

между I/O

0,04 пФ (типовая)

0,08 пФ (макс.)

Разводка печатной платы

Печатная плата с компонентами и линиями (печатными проводниками) представляет систему с теми или иными внесенными емкостями и индуктивностями. Следовательно, компоновка должна быть разработана в соответствии с требованиями конкретного схемного решения. Из-за неправильной, скажем более корректно — неоптимальной, компоновки характеристики простого низкочастотного LC-фильтра могут значительно ухудшиться, и он не выполнит свою работу по подавлению ЭМП (рис. 28). Тут может возникнуть ситуация из серии «гладко было на бумаге, да забыли про овраги».

Пример фильтра нижних частот с неблагоприятной компоновкой при воздействии высокочастотных помех

Рис. 28. Пример фильтра нижних частот с неблагоприятной компоновкой при воздействии высокочастотных помех

 Существует ряд проблем с приведенным выше макетом — это именно те забытые «овраги», про которые мы говорили:

  • Проводник подключения заземления к конденсатору слишком длинный, а 1 см дорожки печатной платы соответствует индуктивности 6–10 нГн.
  • Подключение заземления должно проходить непосредственно к корпусу, так как точка заземления экранирования кабеля и точка заземления фильтра должны иметь один и тот же потенциал на высокой частоте.
  • Шлейф к конденсатору проходит между индуктивным элементом и конденсатором. Эта линия связи является дополнительной индуктивностью, включенной последовательно с конденсатором, и поскольку реактивное сопротивление индуктивности с увеличением частоты увеличивается, это делает конденсатор неэффективным.
  • Вход и выход фильтра индуктивно связаны между собой, таким образом, фильтр с увеличением частоты оказывается закорочен.
  • Компоненты имеют между собой емкостную связь, поскольку расположены параллельно. Причем эта связь увеличивается с увеличением частоты.
Пример оптимального с точки зрения компоновки LC-фильтра нижних частот

Рис. 29. Пример оптимального с точки зрения компоновки LC-фильтра нижних частот

Пример правильной компоновки фильтра нижних частот в условиях воздействия высокочастотных помех показан на рис. 29. Почему эта компоновка лучше?

  • Сокращение линий подключения предотвращает появление помех на конденсаторе. Конденсатор «лежит» как раз на пути прохождения сигнала.
  • Ортогональное расположение компонентов предотвращает их взаимосвязь.
  • Короткое заземление на конденсаторе, имеющее низкий импеданс благодаря двум сквозным контактам, обеспечивает идеальное заземление конденсатора по высокой частоте.

Результаты измерений

Измерительная аппаратура, предназначенная для проверки качества передачи сигнала, для начала подключалась напрямую с помощью кабеля длиной 1 м. Соответствующие глазковые диаграммы снимались на скорости 5 Гбит/с (стандарт USB 3.1 Gen 1). Полученные результаты послужили базой для последующих измерений с использованием адаптера Type C. Для обновления сигнала в каждом USB-приемнике имеется эквалайзер, который отвечает за открытие глаза (рис. 30).

 Глазковая диаграмма адаптера с активированным USB-эквалайзером (при скорости передачи 10 Гбит/с)

Рис. 30. Глазковая диаграмма адаптера с активированным USB-эквалайзером (при скорости передачи 10 Гбит/с)

На рис. 31, 32 показаны дифференциальные импеданса Zdiff в представлении во временной области, которые соответствует измерениям на левой стороне платы (вилка). Здесь можно наблюдать, как изменялся сигнал по мере добавления к печатной плате тех или иных компонентов. Первое измерение (рис. 31) было проведено с незаполненной печатной платой. Далее на рис. 32 показаны измерения адаптера с синфазным дросселем (фильтром), TVS-диодом матрицы, а также эффект, когда для защиты печатной платы применяется маска припоя, для чего основой служит адаптер со всеми компонентами с нанесенным резистом. Приемник, как уже было сказано, может открыть глазок с настройками эквалайзера USB на основе спецификации USB 3.1 r1.0.

Измерения во временной области и глазковая диаграмма адаптера USB Type-C без подключения дополнительных элементов защиты (исходная характеристика для сравнения)

Рис. 31. Измерения во временной области и глазковая диаграмма адаптера USB Type-C без подключения дополнительных элементов защиты (исходная характеристика для сравнения)

Благодаря оптимизированным компонентам можно сразу достичь лучших результатов и, таким образом, увеличить диапазон скорости передачи, сохраняя целостность сигнала. Проверка глазков показывает, что ни TVS-матрица серии WE-TVS SuperSpeed [8], ни синфазный дроссель-фильтр для высокоскоростных линий семейства WE-CNSW HF [7], выполняя свои защитные функции, не нарушают целостность сигнала интерфейса USB 3.1. Однако влияние резиста все же заметно. Причина, по всей видимости, кроется в изменении диэлектрической проницаемости, которая влияет на параметры микрополосковой линии, отсюда вывод: к выбору резиста необходимо подходить тщательно, а по возможности его не использовать.

 Измерения во временной области и глазковая диаграмма адаптера USB Type-C

Рис. 32. Измерения во временной области и глазковая диаграмма адаптера USB Type-C:
а) с синфазным дросселем (фильтром);
б) с TVS-матрицей;
в) в сборе с нанесенным защитным резистом

 

 Комплект для проектирования интерфейсов

Для облегчения проектирования интерфейсов компания Würth Elektronik выпустила специальный комплект — Interface Design Kit (744 999). Он содержит руководство по проектированию интерфейсов USB 2.0-USB 3.1, HDMI, CAN, Ethernet (100 и 1000 Base-T), интерфейсов VGA, DVI, RS232, RS485 и все необходимые компоненты. Это подавители бросков напряжения и разрядов статического электричества, синфазные SMD-дроссели, многослойные ферритовые SMD-элементы (chip bead), сетевые LAN-трансформаторы и соответствующие разъемы. Цветовая кодировка позволяет легко найти нужные детали для определенного применения. Надо просто следовать конкретному цвету приложения и выбирать подходящие элементы. Для каждого приложения есть простая блок-схема, которая показывает, как разместить различные компоненты, чтобы получить наилучший результат, и вы на практике убедитесь, что компания полностью отвечает своему слогану: «More than you expect» («Больше, чем вы ожидаете»).

Литература
  1. Рентюк В. Что нужно знать об испытаниях на выполнение требований по ЭМС для изделий коммерческого назначения // Компоненты и технологии. 2017. № 7.
  2. Уайт К. Устранение проблем, выявленных в ходе испытаний изделия на выполнения требований по ЭМС // Компоненты и технологии. 2017. № 10.
  3. Рентюк В. Линии связи и проблемы электромагнитной совместимости на примере USB-интерфейса // Компоненты и технологии. № 10.
  4. Baier J. The Protection of USB 2.0 Applications. ANP002c, 2016-08-19, JB.
  5. Zenkner H. The USB Interface from EMC Point of View. ANP024c, 2016-08-09, HeZe/JB.Würth Elektronik.
  6. WE-CNSW SMT Common Mode Line Filter.
  7. WE-CNSW HF SMT Common Mode Line Filter.
  8. WE-TVS TVS Diode — Super Speed Series.
  9. WE-TVS TVS Diode — High Speed Series.

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *