Оптимизация систем питания сигнальной цепи
Какой уровень шума источника питания является допустимым? Введение
Исходя из предположения, что шум, генерируемый в различных сигнальных цепях (аналоговых, цифровых, последовательной передачи цифровых данных и цифровых линий ввода/вывода), следует минимизировать для достижения оптимальных динамических характеристик, специалисты в области разработки электронных схем и конструирования печатных плат прибегают к традиционным способам борьбы с шумами. Однако, стремясь как можно значительнее уменьшить шумы в системе, инженеры сталкиваются с явлением, которое в экономической теории называется эффектом «убывающей отдачи», когда эффект незначителен по сравнению с затратами на то или иное решение.
Как разработчик определяет допустимый уровень шума от его источника (или источников)? Хорошим вариантом исходной задачи представляется количественная оценка чувствительности устройств, чтобы спектральное распределение шума, генерируемого источником питания, было согласовано с областью сигналов питаемой цепи.
Как известно, знание — сила, и такая информация значительно поможет в проектировании, а точнее, поможет избежать выполнения ненужных работ и тем самым сократить время проектирования.
В данной статье рассказывается, как количественно оценить чувствительность нагрузок к шуму источника питания в цепи обработки сигналов и как рассчитать максимально допустимый шум источника питания. Также будут рассмотрены установки для измерения соответствующих параметров. В заключение коснемся некоторых стратегий по обеспечению соответствия чувствительности в области питания с реальными требованиями к шуму источника питания.
Понимание и количественная оценка чувствительности нагрузки цепи обработки сигналов к шуму источника питания
Первый шаг в деле оптимизации характеристик источника питания — выявление истинной чувствительности устройств обработки аналоговых сигналов к шуму источника питания. Этот шаг предусматривает понимание влияния шума источника питания на ключевые динамические характеристики и определение параметров шумовой чувствительности источника питания, а именно коэффициента модуляции напряжения питания (КМНП) и коэффициента подавления нестабильности питания (КПНП).
КМНП и КПНП — весьма информативные характеристики в плане выявления нестабильности питания, но сами по себе они недостаточны для определения того, насколько низкими должны быть пульсации. В статье показано, как определить порог допуска пульсаций или максимально допустимый шум источника питания с помощью КМНП и КПНП. Согласование этого порога со спектральным распределением выходной мощности источника питания служит основой для разработки оптимизированной системы питания. Оптимизированный источник питания не ухудшит динамические характеристики каждого устройства обработки аналоговых сигналов, если шум источника питания будет ниже его максимального значения.
Влияние шума источника питания на устройства обработки аналоговых сигналов
Следует понимать влияние шума источника питания на устройства обработки сигналов. Это влияние можно количественно оценить с помощью трех измеряемых параметров:
- динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих (ДДСПС);
- отношение сигнал/шум (ОСШ);
- фазовый шум (ФШ).
Понимание влияния шума источника питания на эти параметры является первым шагом к оптимизации шумовых характеристик источника питания.
Динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих
Шум источника питания может накладываться на несущий сигнал любой системы обработки аналоговых сигналов. Влияние шума источника питания зависит от его мощности относительно мощности несущего сигнала в частотной области. Одним из показателей является ДДСПС, представляющий наименьший сигнал, который можно отличить от большого сигнала помехи, точнее, он представляет отношение амплитуды несущего сигнала к амплитуде наибольшего паразитного импульсного сигнала, независимо от того, где он попадает в частотный спектр, то есть:
где ДДСПС — динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих (дБ); Сигнал несущей — среднеквадратичное значение амплитуды сигнала несущей (пик или полный диапазон); Паразитный сигнал — среднеквадратичное значение максимальной амплитуды паразитных сигналов (импульсов) в частотном спектре.
ДДСПС может быть указан относительно полного диапазона (дБFS) или относительно сигнала несущей (дБн). Пульсации напряжения источника питания могут привести к появлению нежелательных паразитных импульсных сигналов из-за наложения на сигнал несущей, что уменьшит ДДСПС. На рис. 1 сравниваются графики ДДСПС высокоскоростного АЦП AD9208 при питании от источника питания с чистым выходным напряжением и с зашумленным выходным напряжением. Во втором случае шум источника питания уменьшает ДДСПС примерно на 10 дБ, поскольку пульсации источника питания с частотой 1 МГц появляются в виде модулированных паразитных сигналов рядом с несущей частотой в определенном с помощью быстрого преобразования Фурье (БПФ) спектральном распределении выходного сигнала АЦП.
Отношение сигнал/шум
ДДСПС зависит от наибольшего паразитного сигнала в частотном спектре, а ОСШ — от суммарного шума в спектре. ОСШ ограничивает возможность системы обработки аналоговых сигналов видеть сигналы с низкой амплитудой, и оно теоретически ограничивается разрешающей способностью преобразователя в системе. ОСШ математически выражается как отношение уровня сигнала несущей к сумме всех спектральных составляющих шума, кроме первых пяти гармоник и постоянного сигнала, то есть:
где ОСШ — отношение сигнал/шум (дБ); Сигнал несущей — среднеквадратичное значение амплитуды сигнала несущей (пик или полный диапазон); Спектральный шум — среднеквадратичная сумма всех спектральных составляющих шума, исключая первые пять гармоник.
Использование шумного источника питания может привести к снижению ОСШ из-за наложений на несущий сигнал и добавления спектральных составляющих шума в спектр выходного сигнала. Как показано на рис. 2, ОСШ высокоскоростного АЦП AD9208 уменьшается с 56,8 до 51,7 дБFS, когда пульсации источника питания с частотой 1 МГц приводят к созданию спектральных составляющих шума в спектре выходного сигнала БПФ.
Фазовый шум
Фазовый шум является мерой стабильности частоты сигнала. В идеале генератор должен уметь генерировать определенный набор стабильных частот в течение некоторого периода времени. Однако в реальных условиях в сигнале всегда присутствуют небольшие нежелательные флуктуации амплитуды и фазы. Эти фазовые флуктуации, или джиттер, могут распространяться в частотном спектре по обе стороны от сигнала.
Фазовый шум можно определить несколькими способами. В рамках данной статьи фазовый шум определяется как однополосный фазовый шум, и это весьма распространенное определение, которое представляет собой отношение плотности мощности частоты смещения относительно несущего сигнала к суммарной мощности несущего сигнала, то есть:
где ОФШ — однополосный фазовый шум (дБн/Гц); Плотность мощности однополосного сигнала — мощность шума на полосу пропускания 1 Гц при частоте смещения относительно несущего сигнала (Вт/Гц); Мощность сигнала несущей — суммарная мощность сигнала несущей (Вт).
В случае с устройствами обработки аналоговых сигналов шум напряжения, накладываемый на тактовую частоту устройства через напряжение питания генератора тактовой частоты, приводит к появлению фазового шума, который, в свою очередь, влияет на стабильность частоты гетеродина. Из-за этого расширяется диапазон частоты гетеродина в частотном спектре, вследствие чего увеличивается плотность мощности на соответствующей частоте смещения относительно несущей, что в свою очередь увеличивает фазовый шум.
На рис. 3 представлены сравнительные графики фазового шума приемопередатчика ADRV9009 при питании от двух разных источников питания. На рис. 3a показаны спектры шума двух источников питания, а на рис. 3б — результирующий фазовый шум. В основе обоих источников питания лежит стабилизатор LTM8063 серии µModule, который работает с частотной модуляцией с расширенным спектром (ЧМРС). Преимущество ЧМРС состоит в том, что она позволяет улучшить шумовые характеристики на основной частоте переключения преобразователя и его гармониках, распределяя основную частоту по всему диапазону. Это хорошо проиллюстрировано на рис. 3a — обратите внимание на относительно широкие пики шума на частоте 1 МГц и ее гармониках. Здесь компромисс заключается в том, что частота модуляции треугольного сигнала ЧМРС приводит к появлению шума ниже 100 кГц — обратите внимание на пики, начинающиеся в районе 2 кГц.
В другом источнике питания имеется фильтр нижних частот, предназначенный для подавления шума выше 1 МГц, а также стабилизатор с малым падением напряжения (LDO) ADP1764, обеспечивающий снижение суммарного минимального уровня шума, особенно ниже 10 кГц (в основном, шума, вызванного ЧМРС). Снижение уровня шума источника питания благодаря дополнительной фильтрации позволяет уменьшить фазовый шум ниже частоты смещения 10 кГц, как показано на рис. 3б.
Чувствительность устройств обработки аналоговых сигналов к шумам источника питания
Чувствительность нагрузки к пульсации напряжения источника питания можно количественно оценить с помощью двух параметров:
- коэффициента подавления нестабильности питания (КПНП);
- коэффициента модуляции напряжения питания (КМНП).
Коэффициент подавления нестабильности питания (КПНП)
КПНП представляет способность устройства ослаблять шум в цепи питания в определенном диапазоне частот. Существует два вида КПНП: статический (для постоянного или медленно меняющегося сигнала, DC) КПНП и динамический (для быстро меняющегося сигнала, AC) КПНП. DC КПНП является мерой изменения смещения выходного напряжения, вызванной изменением входного напряжения источника питания. Этот параметр вызывает меньше вопросов, поскольку системы питания должны выдавать на нагрузку качественно стабилизированное постоянное напряжение. ACКПНП, с другой стороны, представляет способность устройства подавлять переменные сигналы в напряжении питания в определенном диапазоне частот.
ACКПНП можно определить посредством наложения синусоидального сигнала на напряжение линии питания устройства и последующего наблюдения за паразитными импульсными сигналами, появляющимися на уровне собственных шумов спектра выходного сигнала преобразователя данных или приемопередатчика при частоте наложения (рис. 4). ACКПНП (дБ) определяется как отношение измеренной амплитуды наложенного сигнала к соответствующей амплитуде паразитного импульсного сигнала, то есть:
где Паразитный сигнал — амплитуда паразитного сигнала, видимого в выходном спектре из-за наложенного пульсирующего сигнала; Пульсации наложенного сигнала — амплитуда синусоидального сигнала, наложенного и измеренного на выводе питания.
На рис. 5 показана блок-схема стандартной установки для измерения КПНП. Используя в качестве испытуемого устройства высокоскоростной АЦП AD9213 со скоростью преобразования 10 GSPS, на шину питания аналоговой части 1 В наложили синусоидальный сигнал с частотой 1 МГц и напряжением 13,3 мВ (в размахе). Соответствующий оцифрованный паразитный сигнал с частотой 1 МГц появился выше минимального уровня шума спектра БПФ АЦП, равного –108 дБFS. Оцифрованный паразитный сигнал 1 МГц составляет –81 дБFS, что соответствует размаху напряжения 124,8 мкВ по отношению к полномасштабному диапазону аналогового входного сигнала 1,4 В (в размахе). Используя уравнение (4), можно вычислить КПНП при 1 МГц, который будет равен 40,5 дБ. На рис. 6 представлен график AC КПНП AD9213 при напряжении шины питания AVDD 1 В.
Коэффициент модуляции напряжения питания (КМНП)
КМНП влияет на работу устройств обработки аналоговых сигналов иначе, чем КПНП. КМНП определяет чувствительность устройства к шуму источника питания при модуляции ВЧ-сигналом несущей. Это влияние выражается в виде модулированного паразитного сигнала около несущей частоты, который накладывается на сигнал устройства и проявляется как боковая полоса несущей.
Модуляция напряжения питания осуществляется путем комбинирования входного пульсирующего сигнала с чистым постоянным напряжением с помощью источника питания или схемы наложения сигналов. Пульсации питания вводятся в виде синусоидального сигнала с помощью генератора сигналов, подключенного к выводу источника питания. Синусоидальный сигнал, модулированный в ВЧ-несущую, создает паразитные сигналы боковой полосы с частотой смещения, равной частоте синусоидального сигнала. На уровень паразитных сигналов влияет как амплитуда синусоидального сигнала, так и чувствительность устройства. Упрощенная установка для измерения КМНП является такой же, как и установка для измерения КПНП, которая представлена на рис. 5, но на дисплее отображения выходного сигнала в данном случае выводится несущая частота и паразитные сигналы ее боковой полосы, как видно на рис. 7. КМНП (дБ) определяется как отношение амплитуды наложенных пульсаций источника питания к амплитуде паразитных сигналов боковой полосы около несущей, то есть:
где Модулированные паразитные сигналы — амплитуда паразитного сигнала в боковой полосе несущей частоты, появившегося вследствие наложения пульсаций; Наложенные пульсации — амплитуда синусоидального сигнала, наложенная и измеренная на линии источника питания.
Рассмотрим пример, в котором используется высокоскоростной ЦАП AD9175 со скоростью преобразования 12,6 GSPS, работающий с несущей 100 МГц, при этом на линию питания аналоговой части AVDD с напряжением 1 В накладываются пульсации с частотой 10 МГц и напряжением 3,05 мВ в размахе. В результате такого наложения в боковой полосе сигнала несущей со смещением, равным частоте пульсаций питания около 10 МГц, появляется соответствующий модулированный паразитный сигнал 24,6 мкВ. Используя формулу (5), рассчитаем КМНП при 10 МГц и в результате получим 41,9 дБ. На рис. 8 представлен график КМНП ЦАП AD9175 с AVDD 1 В для канала DAC0 при различных несущих частотах.
Определение максимально допустимой пульсации напряжения питания
С целью определения максимально допустимой пульсации напряжения в каждой из областей питания устройства обработки аналоговых сигналов можно использовать КМНП совместно с опорным пороговым значением питаемого устройства. Под опорным пороговым значением подразумевается одно из нескольких значений пульсаций напряжения питания, вызывающих допустимый уровень паразитных сигналов (вызванных пульсациями напряжения источника питания), то есть таких, с которыми устройство может работать без значительного ухудшения его динамических характеристик. Этот уровень паразитных сигналов может представлять динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих (ДДСПС), процент наименее значимого бита или минимальный уровень шума выходного спектра. Уравнение (6) позволяет определить максимально допустимую пульсацию (VК_МАКС), которая является функцией, зависящей от КМНП и измеренного минимального уровня шума каждого устройства, то есть:
где VК_МАКС — максимально допустимая пульсация напряжения каждой из шин источника питания до появления паразитных сигналов выше минимального уровня шума спектра выходного сигнала; КМНП — чувствительность к шуму рассматриваемой шины питания (в дБ); ПОРОГ — предварительно определенный опорный порог (в рамках данной статьи это минимальный уровень шума спектра выходного сигнала).
Например, минимальный уровень шума спектра выходного сигнала AD9175 составляет около 1 мкВ в размахе. КМНП при пульсациях 10 МГц для несущей 1800 МГц составляет около 20,9 дБ. Для определения максимально допустимых пульсаций на выводе питания устройства, с которыми оно может работать без ухудшения динамических характеристик, используем уравнение (6), в результате получим 11,1 мкВ в размахе.
На рис. 9 представлен комбинированный график спектрального распределения выходного сигнала понижающего стабилизатора LT8650S семейства Silent Switcher (с LC-фильтром на выходе и без него) и максимально допустимой пульсации AD9175 для шины AVDD с напряжением 1 В. Спектральное распределение выходного сигнала стабилизатора содержит паразитные выбросы на основной частоте переключения и ее гармониках. LT8650S, напрямую питающий AD9175, генерирует сигнал основной частоты, превышающей максимально допустимый порог, что приводит к появлению модулированных паразитных сигналов боковой полосы в выходном спектре, как показано на рис. 10. Установка на выходе стабилизатора простого LC-фильтра позволяет подавить паразитные сигналы ниже уровня максимально допустимой пульсации, как видно на рис. 11.
Заключение
Все преимущества высоких динамических характеристик высокоскоростных устройств обработки аналоговых сигналов могут быть легко сведены на нет из-за влияния шума источника питания. Чтобы не допустить ухудшения характеристик, необходимо досконально понимать, как шум источника питания влияет на чувствительность сигнальной цепи. Для этого следует определить уровень максимально допустимой пульсации, что является очень важным шагом при проектировании цепей распределения питания. После выяснения максимально допустимого порога пульсации можно использовать различные подходы при проектировании оптимизированного источника питания. Оставив приличный запас до максимально допустимого уровня пульсации, можно быть уверенным, что цепь распределения питания не ухудшит динамические характеристики высокоскоростных устройств обработки аналоговых сигналов.
Комментарий специалиста
Кирилл Коваль, ведущий инженер по применению в ООО «ТЕСОН»
Влияние качества напряжения питания на производительность отдельных СВЧ компонентов и высокоскоростных микросхем преобразования сигнала (ЦАП и АЦП), безусловно, является одним из важнейших вопросов разработки радиоаппаратуры.
Как правило, производители таких компонентов — высокочастотных АЦП и ЦАП, интегрированных приемопередающих решений и тому подобных — выпускают примерные варианты схем электропитания (в составе оценочных плат) на основе определенных компонентов, публикуют указания по применению (application notes), дают перечни рекомендованных микросхем для совместного применения.
Однако данные материалы и рекомендации, при всей их полезности, не представляют комплексного подхода, позволяющего оценить достаточность тех или иных решений для достижения требуемых параметров разрабатываемого устройства, хотя, конечно, приведенные в рекомендациях по применению данные измеренных значений SNR и SFDR (при использовании тех или иных схемотехнических решений) позволяют инженеру-разработчику оценить эффект от использования определенной микросхемы питания.
Приведенная в статье методика при наличии необходимых тестовых приборов позволяет оценить допустимый уровень пульсаций источника питания для определенной схемы и выбрать подходящие по шумовым параметрам компоненты электропитания.
Высокоскоростные ЦАП и АЦП. Введение
В первой части этой статьи по оптимизации систем питания мы изучили, как можно количественно оценить чувствительность сигнальной цепи к шуму, исходящему от источника питания, и каким образом данная величина связана с событиями, происходящими в схеме. Был задан вопрос: каково реальное предельно допустимое значение шума при условии сохранения должного уровня характеристик высокопроизводительных устройств, ответственных за обработку аналоговых сигналов? Шум — это лишь один из измеримых параметров, значение которого можно вычислить еще на этапе проектирования распределенной сети электропитания (PDN). Снижение уровня шума может быть достигнуто за счет увеличения размера, стоимости или снижения эффективности системы. Другим вариантом является оптимизация схемы PDN, которая позволит снизить шум до необходимого уровня, при этом улучшив показатели описываемых выше параметров.
Вторая часть статьи основана на обобщенном анализе влияния пульсаций источника питания на высокопроизводительные сигнальные цепи. Также мы рассмотрим основные методы оптимизации сетей распределения питания для высокоскоростных ЦАП и АЦП на примере сравнения традиционной PDN с ее оптимизированным вариантом. Данное сравнение позволит определить, на каких именно участках сети можно добиться выигрыша в пространстве за счет сокращения количества компонентов и тем самым сократить время на разработку и стоимость готового устройства. В следующих статьях серии будут рассмотрены конкретные решения по оптимизации PDN для других сигнальных устройств, таких как радиочастотные приемопередатчики.
Оптимизация системы питания для высокоскоростного двухканального цифро-аналогового преобразователя AD9175 12,6 GSPS
AD9175 — это высокоскоростной двухканальный 16‑битный цифро-аналоговый преобразователь с частотой дискретизации до 12,6 GSPS. AD9175 оснащен конфигурируемым интерфейсом JESD204B с восемью каналами передачи данных, общей пропускной способностью до 15,4 Гбит/с, имеет встроенный высокопроизводительный умножитель тактовой частоты и оптимален для цифровой обработки сигналов в однополосных и многополосных радиочастотных приложениях.
Рассмотрим возможности оптимизации сети PDN для данного двухканального ЦАП. На рис. 12 показана схема стандартной PDN для AD9175, используемая в том числе при производстве оценочных плат. Основной частью схемы является импульсный регулятор напряжения ADP5054 с четырьмя выходными линиями питания, а также три последовательно подключенных к нему линейных стабилизатора с малым падением напряжения (LDO). Цель статьи состоит в том, чтобы рассмотреть возможности улучшения и упрощения приведенной схемы PDN, гарантируя при этом, что шум на ее выходе не окажет какого-либо серьезного воздействия на характеристики ЦАП.
Как видно на рис. 12, AD9175 имеет восемь линий питания, которые условно можно разделить на четыре группы:
- аналоговая, 1 В (две шины);
- цифровая, 1 В (три шины);
- аналоговая, 1,8 В (две шины);
- цифровая, 1,8 В (одна шина).
Анализ схемы: требования к уровню шума
Прежде чем заняться оптимизацией схемы PDN, нужно выяснить уровень чувствительности выводов питания AD9175. В первую очередь сосредоточимся на аналоговых выводах питания ЦАП, поскольку они, как правило, более чувствительны к шуму, чем цифровые.
На рис. 13 показана зависимость коэффициента модуляции источника питания (PSMR) от частоты пульсаций. Обратите внимание, что аналоговые выводы 1 В оказываются более чувствительны в диапазоне низких частот 1/f, в то время как выводы 1,8 В показывают большую чувствительность в диапазоне рабочих частот переключения преобразователя (100 кГц – ~1 МГц).
Одним из первых вариантов оптимизации схемы, который следует рассмотреть, является использование вместо ADP5054 двух малошумящих импульсных стабилизаторов с LC-фильтром — например, LT8650S и LT8653S. На рис. 14 показан спектр выходных сигналов стабилизатора LT8650S, выполненного по архитектуре Silent Switcher (с подключенным LC-фильтром и без него). Режим частотной модуляции с размытием спектра (SSFM) LT8650S в момент снятия показаний был выключен. Несмотря на то, что SSFM снижает амплитуду шума, возникающего из-за коммутации, он также вносит дополнительный шум в области 1/f из-за треугольной модуляции (подробно это обсуждалось в [7]). Нет сомнений, что из-за внесения дополнительных 1/f шумов общее значение превысит максимально допустимый порог пульсации для рассматриваемых выводов, поэтому не рекомендуется использовать SSFM в данном конкретном случае. Под максимально допустимым порогом пульсаций напряжения подразумевается уровень пульсаций источника питания, при превышении которого боковые полосы в спектре выходного сигнала ЦАП превышают значение 1 мкВ (п‑п).
На рис. 14 видно, что уровень шума от импульсного стабилизатора в области 1/f не превышает максимально допустимого значения для аналоговых входов питания ЦАП 1 В. Кроме того, добавление в схему LC-фильтра оказывается достаточным, чтобы подавить пульсации LT8650S и уменьшить их ниже максимально допустимого уровня во всем частотном диапазоне.
На рис. 15 показан спектр выходных сигналов LT8653S (с LC-фильтром и без) в сравнении с максимально допустимыми значениями пульсаций напряжения для аналоговых выводов ЦАП 1,8 В. На рис. видно, что, как и в предыдущем случае, шум от импульсного стабилизатора в области 1/f не превышает максимально допустимого значения, а добавления LC-фильтра достаточно, чтобы подавить пульсации переключения LT8653S и также снизить их ниже максимально допустимого порога.
Результаты анализа: оптимизируем PDN
На рис. 16 изображена схема оптимизированной сети распределения питания для AD9175. Цель оптимизации — повышение КПД, уменьшение занимаемого пространства на плате, а также снижение потерь мощности при одновременном обеспечении высоких динамических характеристик AD9175. Уровень шума схемы для аналоговых выводов AD9175 соответствует уровню, показанному на рис. 14, 15.
Оптимизированная схема PDN построена на основе регуляторов LT8650S и LT8653, а к их выходам, идущим к выводам питания аналоговой части ЦАП, подключены LC-фильтры. В результате оптимизации мы получили ситуацию, когда аналоговые входы питания AD9175 1 В подключаются к VOUT1 LT8650S, за которым следует LC-фильтр, цифровые же выводы 1 В запитываются напрямую от VOUT2 того же LT8650S. Аналоговые и цифровые выводы 1,8 В на схеме подключены к LT8653S через дополнительный LC-фильтр.
В таблице 1 сравниваются характеристики оптимизированной PDN с рис. 16, выполненной на базе регуляторов LT8650S и LT8653S, со стандартной PDN, изображенной на рис. 12 и построенной на основе 4‑канального понижающего преобразователя ADP5054 с тремя LDO-стабилизаторами. Как видно из таблицы 1, занимаемая компонентами площадь печатной платы сократилась на 70,2%, кроме того, наблюдается увеличение КПД с 69,2% до 83,4%, а также снижение потерь мощности на 1 Вт.
Характеристики |
Стандартная PDN (рис. 1) |
Оптимизированная PDN (рис. 5) |
Улучшение |
Занимаемая компонентами площадь |
142,4 мм2
|
42,4 мм2
|
70,2% |
КПД |
69,2%
|
83,4% |
14,2% |
Потери мощности |
1,8 Вт
|
0,8 Вт
|
1 Вт |
Для того чтобы убедиться, что после проведения оптимизации PDN шумовые характеристики схемы остались на приемлемом для AD9175 уровне, оценим параметры схемы с точки зрения фазового шума и проанализируем спектр выходного сигнала ЦАП на предмет появления паразитных выбросов по бокам от несущей составляющей, а также измерим значения этих выбросов [7]. По результатам сравнения (табл. 2) видно, что шумовые показатели стандартной и оптимизированной PDN находятся примерно на одном уровне, а выходной спектр AD9175 имеет чистую характеристику без видимых паразитных выбросов (рис. 17).
Частота смещения |
Фазовый шум, дБс/Гц |
|||
Стандартная PDN (рис. 12) |
Оптимизированная PDN (рис. 16) |
|||
DAC0 |
DAC1 |
DAC0 |
DAC1 |
|
1 кГц |
–91 |
–91 |
–91 |
–91 |
10 кГц |
–99 |
–99 |
–99 |
–99 |
100 кГц |
–110 |
–110 |
–110 |
–110 |
600 кГц |
–125 |
–125 |
–125 |
–125 |
1,2 МГц |
–134 |
–134 |
–134 |
–134 |
1,8 МГц |
–137 |
–137 |
–137 |
–137 |
6 МГц |
–148 |
–148 |
–148 |
–148 |
Оптимизация системы питания для высокоскоростного аналого-цифрового преобразователя AD9213 10,25 GSPS
AD9213 представляет собой одноканальный 12‑битный аналого-цифровой преобразователь с частотой дискретизации 6 или 10,25 ГГц и встроенным входным буфером (полоса пропускания 6,5 ГГц). AD9213 ориентирован на применение в RF-области и поддерживает приложения с широким частотным диапазоном, требующие наличия широкой полосы пропускания и низкого значения коэффициента ошибок преобразования (CER). AD9213 оснащен конфигурируемым интерфейсом JESD204B с 16 каналами данных, который обеспечивает максимальную пропускную способность до 16 Гбит/с.
На рис. 18 показана схема стандартной PDN для высокоскоростного АЦП AD9213, которая используется в том числе и на оценочных платах для данного компонента. Схема построена на основе микромодульного (μModule) четырехканального преобразователя LTM4644-1 и двух линейных регуляторов. Данное решение довольно компактно и энергоэффективно, но возможно ли его улучшить? Как уже отмечалось, первым шагом к оптимизации схемы является оценка чувствительности АЦП, то есть установление пределов выходного шума PDN на уровне, который бы не вызывал значительного ухудшения характеристик AD9213. В данном случае в качестве оптимизации мы используем два µModule-регулятора вместо одного и сравним производительность новой схемы со стандартным решением.
АЦП AD9213 10,25 GSPS имеет 15 линий питания, которые можно разделить на четыре группы:
- аналоговая 1 В (три шины);
- цифровая 1 В (шесть шин);
- аналоговая 2 В (четыре шины);
- цифровая 2 В (две шины).
Анализ схемы: требования к уровню шума
В результате оптимизации схемы PDN для AD9213 мы заменили четырехканальный преобразователь LTM4644-1 и два подключенных к нему линейных регулятора (ADP1764 и ADP7157) на µModule-регуляторы LTM8024 и LTM8074, к первому из которых также был дополнительно подключен LDO ADP1764.
На рис. 19 показаны результаты замеров зависимости PSMR от частоты пульсаций для аналоговых выводов 1 В и 2 В AD9213 при несущей частоте 2,6 ГГц. Как видно из графика (рис. 19), аналоговый вывод 1 В оказался более чувствительным к воздействию шума, нежели вывод 2 В, о чем свидетельствует более низкое значение PSMR.
На рис. 20 представлен спектр выходного сигнала LTM8024 (с подключенным LDO-регулятором и без него) при включенном режиме принудительной постоянной проводимости (FCM). На рис. 20 также приведен график максимально допустимого порогового значения пульсаций напряжения, которые не приведут к уровню шума выше –98 дБ FS в спектре выходного сигнала AD9213. Как видно, нефильтрованный шум 1/f и импульсы на частоте переключения LTM8024 превышают максимально допустимый порог пульсации при прямом подключении к выводу аналогового питания 1 В АЦП.
Добавление в схему последовательно подключенного к LTM8024 LDO-регулятора ADP1764 значительно уменьшает шум в диапазоне 1/f и пульсации на частоте переключения LTM8024, сокращая его максимальное значение ниже допустимого порога. Следует отметить, что на вход LDO-регулятора ADP1764 с LTM8024 подается не 1 В, а 1,3 В. Эти 300 мВ соответствуют рекомендуемым характеристикам запаса по напряжению для LDO, сводя к минимуму потери мощности в нем, что немного лучше, чем запас 500 мВ в стандартной схеме.
Что касается аналоговых выводов питания 2 В, то на рис. 21 показан спектр выходного сигнала µModule-преобразователя LTM8074 (с LC-фильтром и без него), работающего в режиме FCM, а также график максимально допустимого порогового значения пульсаций напряжения, при которых уровень шума в выходном спектре AD9213 не превысит –98 дБ FS. Здесь, как и в предыдущем случае, импульсы от источника превышают максимально допустимый порог пульсации при прямом подключении аналогового вывода АЦП 2 В. Однако в отличие от предыдущего случая мы можем обойтись без дополнительного LDO-регулятора, подключив вместо него к выходу LTM8074 простой LC-фильтр.
Результаты анализа: оптимизируем PDN
На рис. 22 показана оптимизированная схема PDN для AD9213, полученная в результате оценки чувствительности АЦП и изменений, описанных в предыдущем разделе. Как и в стандартной схеме, в ней используется три преобразователя напряжения, в роли которых теперь выступают LTM8024 и LTM8074 с подключенным последовательно LDO-регулятором ADP1764, от которого питание поступает на аналоговый вывод 1 В АЦП AD9213. Цифровой вывод питания 1 В напрямую подключен ко второму выходу LTM8024. Как и в случае с ранее рассмотренным ЦАП AD9175, цифровые выводы питания AD9213 менее чувствительны к шуму от источника, в связи с чем возможно их прямое подключение к микросхеме-преобразователю без особых последствий для динамических характеристик АЦП. Второй преобразователь, LTM8074, с последовательно подключенным LC-фильтром отвечает за питание цифровых и аналоговых выводов 2 В AD9213.
В таблице 3 приведено сравнение характеристик оптимизированной и стандартной схемы PDN. Главным отличием схем является использование в оптимизированной версии двух µModule-преобразователей LTM8024 и LTM8074 и одного LDO-регулятора ADP1764 вместо одного четырехканального µModule-преобразователя LTM4644-1 с подключенными регуляторами ADP1764 и ADP7157. В результате оптимизации площадь занимаемого компонентами пространства на печатной плате сократилась на 15,4%, а КПД вырос с 63,1 до 73,5%, при этом потери энергии в схеме сократились на 1 Вт.
Характеристики |
Стандартная PDN (рис. 8) |
Оптимизированная PDN (рис. 22) |
Улучшение |
Занимаемая компонентами площадь |
153 мм2
|
129,5 мм2
|
15,4% |
КПД |
63,1%
|
73,5%
|
10,4% |
Потери мощности |
2,5 Вт
|
1,5 Вт
|
1 Вт |
Для того чтобы проверить производительность оптимизированного PDN, выходной сигнал AD9213 оценивается с точки зрения SFDR и SNR, а также проводится проверка спектра сигнала, полученного в результате быстрого преобразования Фурье (БПФ), на наличие паразитных составляющих по бокам от несущей. Результаты оценки показали, что SNR и SFDR находятся в пределах, указанных в документации на АЦП (табл. 4). Анализ спектра выходного сигнала также продемонстрировал отсутствие каких-либо паразитных выбросов (рис. 23).
Параметр |
Результаты оценки |
Значения согласно документации |
||
Минимальное |
Типовое |
Максимальное |
||
SNR, дБ FS |
52,6 |
50,1 |
52,3 |
– |
SFDR, дБ FS |
72 |
60 |
76 |
– |
Заключение
Оценочные платы для высокопроизводительных АЦП и ЦАП строятся с использованием схем PDN, которые в первую очередь ориентированы на удовлетворение требований шумовых характеристик преобразователей. Однако при более подробном рассмотрении этих схем и проведении анализа их характеристик появляются возможности для их улучшения. В статье приведен пример оптимизации двух схем PDN для высокоскоростного ЦАП и АЦП. В результате оптимизации в обоих случаях удалось добиться снижения занимаемой компонентами площади на печатной плате, увеличения КПД, а также улучшения тепловых характеристик схемы и, как следствие, снижения потерь мощности. Следующий уровень оптимизации подразумевает использование альтернативных конструкций или компонентов, которые недоступны в настоящее время на рынке, но уже готовятся к производству. Публикация данной серии статей будет продолжена, и в ней будет представлено еще больше информации, касающейся оптимизации систем питания для высокопроизводительных компонентов, в том числе оптимизации PDN для радиочастотных приемопередатчиков.
- Питер Делос. Демистификация коэффициента модуляции напряжения питания: чем КМНП отличается от КПНП? Analog Devices Inc., 2018.
- Питер Делос, Лайнер Джаррет. Усовершенствованные методы измерения фазового шума ЦАП позволяют реализовывать устройства прямого цифрового синтеза со сверхнизким фазовым шумом // Analog Dialogue. 2017. Вып. 51. № 3.
- «Важное руководство по преобразованию данных». Analog Devices Inc.
- Умеш Джаямохан. Питание высокоскоростных АЦП прямого преобразования ВЧ-сигнала: импульсный стабилизатор или LDO-стабилизатор. Analog Devices Inc., 2015.
- Олдрик Лимжоко, Патрик Эрги Паскьян, Джефферсон Эко. Стабилизаторы серии Silent Switcher обеспечивают питание высокоскоростных АЦП без шумов и при этом занимают в два раза меньше площади на плате. Analog Devices Inc., 2018.
- Навид Надим, Саманта Фонтейн. Измерение КПНП модулей сбора данных со встроенными байпасными конденсаторами // Analog Dialogue. 2020. Вып. 54. № 3.
- Умеш Джаямохан. Высокоскоростные домены питания АЦП RAQ// Analog Dialogue. 2018. Вып. 52. № 2.