Оптимизация DC/DC-преобразователей высокой мощности в части ЭМС и КПД

Опубликовано в номере:
PDF версия
На примере проектирования DC/DC-преобразователя мощностью 100 Вт, выполняющего роль стабилизатора напряжения и отвечающего требованиям стандартов по обеспечению электромагнитной совместимости (ЭМС), в статье рассматриваются особенности схемного решения, компоновки печатной платы и выбора компонентов, необходимых для достижения оптимального компромисса между эффективностью (КПД) преобразователя и уровнем кондуктивных и излучаемых электромагнитных помех (ЭМП). В качестве основы статьи использован материал [1] в авторском переводе с рядом дополнений.

Вступление

Для достижения высокой эффективности (здесь и далее имеется в виду коэффициент полезного действия, КПД) импульсных DC/DC-преобразователей в роли стабилизаторов напряжения с относительно высокими входными и выходными токами жизненно важное значение среди прочих факторов имеет выбор конденсаторов соответствующей емкости и подходящей технологии, силовых дросселей, рабочей частоты преобразования и выполняющих роль ключей силовых полупроводниковых приборов. Однако даже самый высокоэффективный импульсный DC/DC-преобразователь, выступающий в качестве стабилизатора напряжения (далее — DC/DC-преобразователь), будет готов к коммерческой реализации на рынке только в том случае, если он и конечный продукт, в котором он используется, соответствуют всем необходимым требованиям, указанным в стандартах, определяющих критерии электромагнитной совместимости. Зачастую это означает, что для уменьшения уровня кондуктивных и излучаемых электромагнитных помех на входе и выходе DC/DC-преобразователя должны быть включены дополнительные фильтры соответствующей топологии. Но здесь разработчик сталкивается с проблемой: при высоких входных и выходных токах крайне трудно найти приемлемый компромисс между эффективностью DC/DC-преобразователя, его размерами или местом, занимаемым на печатной плате, уровнем подавления ЭМП и стоимостью фильтра, а также фактическим уровнем производительности (выходной ток, погрешность установки выходного напряжения и его стабильность).

В этой статье показано, каким образом можно достичь такого компромисса, и дано обоснование тех или иных схемных решений, компоновки печатной платы и выбора компонентов. В качестве примера представлен повышающе-понижающий DC/DC-преобразователь мощностью 100 Вт (на нагрузке) с широким диапазоном входного напряжения, выполненный на печатной плате в виде открытой не­экранированной конструкции. Внешний вид DC/DC-преобразователя, разработанного в качестве иллюстрации к предлагаемой статье, представлен на рис. 1.

Демонстрационная плата для повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя мощностью 100 Вт

Рис. 1. Демонстрационная плата для повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя мощностью 100 Вт

 

Базовые требования к проекту

Повышающе-понижающий DC/DC-преобразователь, разрабатываемый в рамках представляемого проекта, должен отвечать следующим граничным требованиям:

  • Основные электрические характеристики:
    • входное напряжение: VIN = 14–24 В;
    • максимальный входной ток: IINmax = 7 A;
    • выходная мощность: до POUT = 100 Вт;
    • выходное напряжение: VOUT = 18 В;
    • максимальный выходной ток: IOUTmax = 5,55 A (номинальный рабочий 5 А);
    • уровень пульсаций выходного напряжения: не более 20 мВ (п-п);
    • КПД: не менее 95% при мощности 100 Вт.
  • Требования по электромагнитной совместимости:
    • соответствие стандарту CISPR32 для оборудования класса В (кондуктивная и излучаемая электромагнитная эмиссия).
  • Конструктивные особенности:
    • минимальные габаритные размеры;
    • без внешнего экранирования (экранирование конструктивно невозможно);
    • подключение кабелем, длина кабеля на входе и выходе по 1 м (каждый).
  • Экономические показатели:
    • минимальная себестоимость.

Как видно из приведенного технического задания, требования к разрабатываемому в качестве примера DC/DC-преобразователю достаточно строги. Соответственно, для их выполнения нужно не только найти оптимальное схемотехническое решение, но и разработать компактную конструкцию с малой паразитной индуктивной связью, а также фильтры, согласованные с преобразователем.

Если рассматривать проблему ЭМС, то основными излучателями в диапазоне частот до 1 ГГц становятся кабели на входе и выходе преобразователя. Поскольку современные четырехключевые повышающе-понижающие DC/DC-преобразователи имеют на входе и выходе высокочастотные токовые петли, то в зависимости от их режима работы и вход, и выход должны быть отфильтрованы. Это предотвращает проникновение высокочастотных помех, возникающих в результате быстрого переключения ключей на МОП-транзисторах, в кабели и, соответственно, их излучение. Принципиальная схема выходного каскада преобразователя с указанием мест образования высокочастотных контуров тока и критических узлов переключения напряжения показана на рис. 2.

Принципиальная схема преобразователя и формирование высокочастотных контуров тока

Рис. 2. Принципиальная схема преобразователя и формирование высокочастотных контуров тока ∆I/∆t (выделено красным) и критических узлов переключения напряжения ∆U/∆t (выделено зеленым) в зависимости от режима его работы

Для данной статьи в качестве основы проектируемого DC/DC­преобразователя использована микросхема контроллера четырехключевого синхронного повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя LT3790 [2] от Linear Technology (ныне этот известный изготовитель является частью компании Analog Devices, а его продукция поставляется ею под брендом Power by Linear). Контроллер с соответствующим дополнением способен стабилизировать заданное напряжение на нагрузке, обеспечивая мощность до 250 Вт при КПД, достигающем 98,5%. Преимущество контроллера LT3790 в том, что он может работать при входном напряжении, большем, равном или меньшем выходного. Переключение режимов работы выполненного на его основе преобразователя реализуется практически бесшовно, без переходных процессов, обеспечивая заданное стабилизированное выходное напряжение при значительных колебаниях напряжения питания и изменениях тока нагрузки.

Основные технические особенности контроллера LT3790:

  • Архитектура с одним дросселем и четырьмя ключами обеспечивает работу при входном напряжении, меньшем, равном или превосходящем выходное.
  • Возможность управления мощностью до 250 Вт на одну микросхему.
  • КПД: до 98,5%.
  • Синхронное переключение.
  • Внутренний генератор с частотой, программируемой в диапазоне 200–700 кГц.
  • Вход внешнего источника импульсов.
  • Широкий диапазон входных напряжений: 4,7–60 В.
  • Диапазон выходных напряжений 1,2–60 В, поддерживаемый с точностью не хуже ±2%.
  • Контроль входного и выходного токов.
  • Уникальная технология, не требующая перезаряда верхнего МОП-транзистора.
  • Защита от перегрузки по току, короткого замыкания, недопустимо повышенного напряжения по входу и перегрева.
  • Работа в режиме стабилизации напряжения и тока.
  • Диапазон рабочих температур: –40…+125 °C.
  • Наличие варианта исполнения для эксплуатации в расширенном диапазоне температур –55…+150 °C.
  • 38-выводной корпус TSSOP с открытым теплоотводящим основанием.

Все перечисленное выше обеспечивает высокую степень гибкости при применении данного контроллера в практических решениях, связанных с преобразованием напряжения постоянного тока в широком диапазоне входных напряжений, и получение высокостабильного выходного напряжения большой мощности.

 

Схемотехническое и конструктивное решение DC/DC-преобразователя, выбор основных компонентов и результаты измерений

Описанный в статье DC/DC-преобразователь выполнен, как уже было сказано, по повышающе-понижающей топологии. Для преобразования энергии выбрана компромиссная частота переключения 400 кГц, средняя в возможном рабочем диапазоне частот контроллера LT3790. В качестве ключей использованы компактные 60-В МОП-транзисторы CSD18532Q5BT [21] компании Texas Instruments в пластиковом корпусе SON размером 5×6 мм, отличающиеся низким сопротивлением канала в открытом состоянии RDSON, низким тепловым сопротивлением RTH. Для уменьшения скорости нарастания импульсов, которая, как известно, влияет на уровень ЭМП, и с целью ограничения тока заряда входной емкости (емкость затвор-исток) в цепи затворов ключей введены одноомные резисторы. Частота переключения выбрана равной 400 кГц как компромисс с точки зрения ЭМС. Для расчета силового дросселя пульсация тока в дросселе выбрана на уровне 30% от номинального тока преобразователя. Конструктивно преобразователь реализован в виде шестислойной печатной платы с двухсторонним монтажом компонентов. Упрощенная схема силового каскада преобразователя показана на рис. 3.

Упрощенная схема силового каскада преобразователя

Рис. 3. Упрощенная схема силового каскада преобразователя

Выбор силового дросселя

Соответствующий требованиям проектирования дроссель можно быстро, легко и точно выбрать с помощью онлайн-платформы REDEXPERT компании Würth Elektronik eiSos GmbH (далее — Würth Elektronik) [3]. В настоящее время платформа русифицирована, что, несомненно, удобно для ряда пользователей, но по опыту, имеющемуся у автора данной статьи, лучше все же использовать ее англоязычную или немецкую версию. Для справки: непосредственно в окне программы имеются видеоуроки на языке выбранной версии. В качестве примера на рис. 4 представлен вид окна выбора дросселя проектируемого DC/DC-преобразователя. В нашем случае для выбора понадобится указать входные напряжения: максимальное VВХmax, минимальное VВХmin и выбранное для расчета VВХрасч. В данном случае мы все три напряжения устанавливаем равными 24 В. Далее — выходное напряжение VВЫХ и максимальный выходной ток Imax, в нашем случае выходное напряжение равно 18 В, а ток мы возьмем номинальный, равный 5 А. Кроме того, требуется указать частоту преобразования fSW, которую мы ранее из соображений оптимальности с точки зрения ЭМС выбрали равной 400 кГц, и ток дросселя IL, который был выбран на уровне 30% от максимального выходного тока проектируемого преобразователя. В нашем случае рабочие параметры должны быть введены один раз для режима работы с понижением напряжения и повторно — для работы с повышением напряжения. В результате мы получаем список соответствующих требованиям катушек индуктивности.

Вид начального окна выбора дросселя онлайн-платформы REDEXPERT

Рис. 4. Вид начального окна выбора дросселя онлайн-платформы REDEXPERT

Для того чтобы сделать выбор, нам необходимо перейти к расчетам. Для этого нужно свернуть схему (красный указатель внизу) и выбрать (внизу) режим расчета («Показать расчет»). Вы перейдете к экрану, показанному на рис. 5, на котором, выбрав тот или иной дроссель, увидите расчетные данные и соответствующие графики его поведения в зависимости от тока и температуры.

Моделирование понижающего DC/DC-преобразователя в программе REDEXPERT с дросселем WE­XHMI 74439370068

Рис. 5. Моделирование понижающего DC/DC-преобразователя в программе REDEXPERT с дросселем WE­XHMI 74439370068

Описание такого инструмента, как REDEXPERT, не относится к теме статьи и требует отдельного рассмотрения, поэтому отметим то, что нас интересует. Итак, в режиме понижения напряжения программа дает нам большую индуктивность, равную 7,52 мкГн, но и меньший максимальный пиковый ток 5,83 А, а в режиме повышения напряжения индуктивность дросселя требуется меньше — всего 4,09 мкГн, но максимальный пиковый ток при этом будет выше — 7,04 А.

Преимущество выбора катушек индуктивности с использованием REDEXPERT, в том числе и силовых дросселей, состоит в том, что различные компоненты можно сравнивать на основе их комплексных потерь для переменного и постоянного тока (в качестве примера — [3]) и результирующего нагрева, а также на основе их характеристических данных (размер, номинальный ток и др.), выбор которых в таблице компонентов программы достаточно широк даже по умолчанию.

В этом случае для минимизации собственного излучения ЭМП был выбран экранированный дроссель компании Würth Elektronik (экранирование здесь крайне важно [5]) серии WE­XHMI, исполнение 74439370068 [6]. Именно его характеристики показаны при расчете на рис. 5. Дроссель 74439370068 имеет номинальную индуктивность 6,8 мкГн, рассчитан на рабочий ток до 15 А и отличается крайне низким значением сопротивления по постоянному току (RDC) — всего 4,1 мОм. Благодаря современной технологии производства он имеет чрезвычайно компактные размеры, составляющие всего 15×15×10 мм. Инновационная композиция материала для его сердечника (в нем используется материал Hyperflux) также обеспечивает мягкие и не зависящие от температуры характеристики насыщения.

Выбор входных конденсаторов

Высокие пульсирующие токи, характерные для входных конденсаторов, а также необходимые для выполнения требований по ЭМС низкие пульсации входного напряжения делают комбинацию электролитических алюминиевых полимерных и керамических конденсаторов [7, 8] лучшим выбором для входной цепи. После того как максимальный уровень пульсации входного напряжения выбран, требуемая минимальная емкость входного конденсатора CIN может быть рассчитана с использованием формулы:

Как вариант, можно использовать шесть параллельных многослойных керамических конденсаторов (MLCC) типоразмера 1210 широкого применения с диэлектриком X7R емкостью 4,7 мкФ и рабочим напряжением 50 В WCAP-CSGP (885012209048) [12] компании Würth Elektronik, что в сумме даст нам достаточные 28,2 мкФ.

Для многослойных керамических конденсаторов программа REDEXPERT позволяет быстро и легко учесть влияние приложенного к ним фактического напряжения постоянного тока (в технической литературе это часто называют «смещение по постоянному току», по аналогии с англ. DCbias), которое, как известно, уменьшает их номинальную емкость. В результате величина эффективной емкости таких конденсаторов в значительной мере приближается к реальности (рис. 6).

Графики зависимости импеданса ESR- и DC-смещения выбранного MLCC-конденсатора в программе REDEXPERT

Рис. 6. Графики зависимости импеданса ESR- и DC-смещения выбранного MLCC-конденсатора в программе REDEXPERT

В итоге при использовании MLCC-конденсатора при входном напряжении 24 В его емкость может оказаться на 20% меньше фактической (маркер на графике «Изменение емкости/постоянное напряжение» на рис. 6). Это дает эффективную емкость всего 23 мкФ (не забываем и про допустимое отклонение номинальной емкости). Хотя этого значения емкости все же может быть достаточно, но здесь лучше подстраховаться и использовать электрический полимерный алюминиевый конденсатор, например компании Würth Elektronik серии WCAP-PSLC [13] емкостью 68 мкФ с номинальным рабочим напряжением 35 В, поскольку максимальное входное напряжение равно 24 В. Этот конденсатор используется параллельно с керамическим конденсатором. Здесь есть еще одна тонкость: для поддержания стабильности и недопущения возникновения отрицательного входного импеданса DC/DC-преобразователя вместе с электролитическим конденсатором входного фильтра C9 [9, 10] подключен SMD-резистор R19 с номинальным сопротивлением 0,22 Ом (рис. 7). Он служит гарантией стабильности работы схемы и недопущения генерации ЭМП, нарушающих требования по ЭМС. Поскольку этот конденсатор также подвергается воздействию значительного импульсного тока, алюминиевый электролитический конденсатор в таком случае подходит в меньшей степени. Более высокое ESR приведет к тому, что данный конденсатор будет иметь высокую внутреннюю температуру, что отрицательно скажется на надежности проектируемого DC/DC-преобразователя [11].

Электрическая принципиальная схема повышающе-понижающего преобразователя мощностью 100 Вт, включая все компоненты фильтрации

Рис. 7. Электрическая принципиальная схема повышающе-понижающего преобразователя мощностью 100 Вт, включая все компоненты фильтрации

Выбор выходных конденсаторов

Емкость выходного конденсатора COUT может быть рассчитана с использованием формулы:

Как вариант, здесь можно, как и ранее, установить шесть параллельных конденсаторов WCAP­CSGP (885012209048) с диэлектриком X7R емкостью 4,7 мкФ и рабочим напряжением 50 В, что, как и для входной емкости, дает нам 28,2 мкФ. Учитывая уменьшение емкости из-за смещения напряжения постоянного тока, равное 15% (здесь мы опять обращаемся к REDEXPERT), мы имеем эквивалентную емкость, равную 24 мкФ. Для обеспечения достаточно быстрого реагирования на переходные процессы нам необходимо добавить алюминиевый полимерный конденсатор компании Würth Elektronik серии WCAP-PSLC [13] номинальной емкостью 220 мкФ, с учетом выходного напряжения 18 В конденсатор рассчитан на номинальное рабочее напряжение 25 В.

Принимая во внимание все сказанное и используя рекомендации [2], мы можем перейти к электрической принципиальной схеме повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя мощностью 100 Вт. Схема, включающая все компоненты входных и выходных фильтров (о некоторых из них мы будем говорить далее), представлена на рис. 7.

Без соответствующего конструктивного завершения любая самая красивая схема является не более чем картинкой. В нашем случае важно не только положить разработанную электрическую схему на печатную плату, но и выполнить это оптимально с точки зрения минимизации ЭМП, о чем мы предметно говорили в начале статьи и остановили свой выбор на шестислойной печатной плате с двухсторонним монтажом.

Компоновка размещения компонентов и топология верхней стороны печатной платы

Оптимизированная по электромагнитной совместимости компоновка верхнего слоя для повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя (компоненты входного и выходного фильтров здесь опущены и будут рассмотрены далее) показана на рис. 8.

Оптимизированная по электромагнитной совместимости компоновка верхнего слоя для повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя

Рис. 8. Оптимизированная по электромагнитной совместимости компоновка верхнего слоя для повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя

С точки зрения минимизации ЭМП здесь выполнено следующее:

  • Близкое расположение керамических блокирующих конденсаторов делает входной и выходной контуры с высокими скоростями нарастания тока ∆I/∆t очень компактными.
  • Выделенная и без разрывов медная поверхность AGND для чувствительной аналоговой части цепи с высоким импедансом (подключается к силовой «земле» PGND только в точке вывода 30).
  • Компактная схема размещения будстрепной цепи (конденсаторы С15 и С16, рис. 7) в непосредственной близости от контроллера DC/DC-преобразователя, включенного по схеме стабилизатора напряжения.
  • Токовые измерительные соединения с шунтами проложены как дифференциальные линии и имеют подключение по схеме Кельвина (четырехпроводное подключение с разнесенными силовыми и измерительными линиями).
  • Широкополосный π­фильтр для развязки внутреннего источника питания контроллера DC/DC-преобразователя, включенного по схеме стабилизатора напряжения.
  • Используется как можно больше переходных отверстий для соединений с низкой индуктивностью и низким импедансом на нижней стороне печатной платы и внутренних слоях PGND.
  • Большие залитые медью области служат отличным теплоотводом и обеспечивают низкое значение сопротивления по постоянному току, но они не должны быть больше, чем необходимо, особенно на двух «горячих» узлах переключения с высокой скоростью нарастания напряжения ∆U/∆t. Это необходимо для того, чтобы избежать образования нежелательных излучающих антенн.

Компоновка размещения компонентов и топология нижней стороны печатной платы

Оптимизированная с точки зрения обеспечения ЭМС компоновка нижнего слоя печатной платы повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя с четырьмя силовыми МОП-транзисторами, с остальными блокирующими конденсаторами, шунтом и защитными диодами от выброса обратного тока показана на рис. 9.

Оптимизированная с точки зрения обеспечения ЭМС компоновка нижнего слоя печатной платы повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя

Рис. 9. Оптимизированная с точки зрения обеспечения ЭМС компоновка нижнего слоя печатной платы повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя

Здесь с точки зрения минимизации ЭМП выполнено следующее:

  • Близкое расположение керамических блокирующих конденсаторов вблизи полевых транзисторов делает входной и выходной контуры с высокими скоростями нарастания тока ∆I/∆t очень компактными.
  • Представленная геометрия расположения и подключения токопроводящих медных поверхностей обеспечивает соединение между полевыми транзисторами и между полевыми транзисторами и измерительным токовым шунтом с очень низким импедансом и индуктивностью.
  • Использование токового шунта с обратной геометрией (терминалы не по узкой, а по широкой стороне) обеспечивает еще более низкую паразитную индуктивность. Таким образом, петля для токов высокой частоты также оказывается минимальной.
  • Лучшее охлаждение полупроводников возможно на нижней стороне печатной платы, поскольку на ней нет препятствующих передаче тепла крупных компонентов.
  • Защитные сверхбыстродействующие диоды Шоттки с малым временем восстановления располагаются непосредственно рядом с соответствующими полевыми транзисторами.
  • Как и при компоновке верхней стороны печатной платы, большие залитые медью области являются отличным теплоотводом и обеспечивают низкое значение сопротивления по постоянному току, но они не должны быть больше, чем необходимо, особенно на двух «горячих» узлах переключения с высокой скоростью нарастания напряжения ∆U/∆t. Это нужно для того, чтобы избежать образования нежелательных излучающих антенн.

Топологии печатной платы в промежуточных слоях

Кроме основных, для компоновки платы повышающе-понижающего DC/DC-преобразователя верхнего и нижнего слоя у нас имеются и внутренние слои, которые выполняют роль заземления PGND и формируют пути обратного тока для выходного каскада с его высокими токами и скоростями переключения. Топология промежуточного слоя № 3 показана на рис. 10, а промежуточных слоев № 2, 4 и 5 — на рис. 11.

 Топология промежуточного слоя

Рис. 10. Топология промежуточного слоя № 3

Топология промежуточных слоев

Рис. 11. Топология промежуточных слоев № 2, 4 и 5

Все четыре промежуточных слоя по своей сути представляют собой медные поверхности силовой «земли» PGND, что дает нам следующие преимущества:

  • Равномерное распределение тепловых потерь.
  • Прямые и обратные пути тока всегда образуют петлю как можно меньшей площади, сводя тем самым к минимуму результирующие и критические по ЭМС паразитные рамочные антенны.
  • Определенное количество высокочастотных составляющих, критичных с точки зрения обеспечения ЭМС, преобразуется в тепло на поверхностях плоскости PGND (здесь срабатывает эффект вихревых токов, известных еще как токи Фуко) и, таким образом, поглощается. Этот эффект увеличивается с уменьшением расстояния между плоскостью PGND и критическими компонентами, работающими с сигналами, отличающимися широким спектром (с крутыми фронтами).
  • Частичное экранирование.
  • Линии подключения к затворам МОП-транзисторов проходят в двух слоях PGND и, таким образом, полностью экранированы.
  • Переходные отверстия общим потенциалом (GND) размещаются через равные промежутки времени по краю плоскости PGND. Такая их организация противодействует потенциальному краевому излучению печатной платы.

Что же касается особенностей трассировки печатных плат для сигналов с широким спектром, необходимо отметить, что это сродни высокому искусству и требует профессионального подхода. Причем все то, что многими считается здесь классикой, таковой не является. Особенности конструирования таких плат детально описаны в [19].

Компоненты для входного и выходного помехоподавляющих фильтров

Компоненты для помехоподавляющих фильтров должны быть выбраны так, чтобы можно было добиться достаточного подавления широкополосных помех, лежащих в полосе частот 150 кГц – 300 МГц. Фильтр должен адекватно подавлять ожидаемые кондуктивные и излучаемые электромагнитные помехи. Однако фильтр может быть упрощен, если кабели, используемые на входе или выходе, достаточно короткие или отсутствуют.

Измерения ЭМС без фильтра на выходной мощности 100 Вт

Для того чтобы удовлетворить потребности большинства применений, помехи преобразователя должны находиться в пределах класса B (аппаратура бытового назначения) как в диапазоне нормирования кондуктивных помех (150 кГц – 30 МГц), так и в диапазоне излучаемых ЭМП (30 МГц – 1 ГГц), рис. 12, 13 (вопросы ЭМС и испытаний детально описаны в [14]). Согласно стандарту CISPR-32:

  • Измерения детектором средних значений обычно применяются для измерения узкополосных помех и сигналов, в частности для различения/разделения узкополосных и широкополосных помех.
  • Измерения квазипиковым детектором предусмотрены для взвешенного измерения широкополосных помех при оценке звукового раздражения, например, радиослушателя, и также могут быть использованы при измерении узкополосных помех.
Результаты измерения излучаемых помех без входных и выходных фильтров

Рис. 12. Результаты измерения излучаемых помех без входных и выходных фильтров

Как можно видеть из графика, приведенного на рис. 12, разница между помехой и предельным значением на 180 МГц очень мала. Это может вызвать проблемы при последующих измерениях, так как отсутствие технологического запаса, естественный разброс ЭМП от образца к образцу и погрешность измерительных приборов в вашей и сертификационной лаборатории могут привести к провалу испытаний. Причиной является быстрое обратное время восстановления диода Шоттки, которое стимулирует резонанс паразитного LC-контура.

Результаты измерения кондуктивных помех без входного фильтра

Рис. 13. Результаты измерения кондуктивных помех без входного фильтра

Измерение кондуктивных помех без входного фильтра показало, что, несмотря на хорошую компоновку, помехи, как и ожидалось, все же выходят за пределы, установленные для аппаратуры класса B.

Помимо вносимых потерь, с учетом требуемых здесь относительно высоких токов особенно важно, чтобы индуктивные компоненты имели настолько низкое сопротивление по постоянному току RDC, насколько это возможно. Это необходимо, чтобы поддерживать эффективность (здесь имеется в виду КПД) и их самонагрев на приемлемом уровне. В противном случае это может привести к недопустимо высокой температуре сердечников дросселя и ухудшению его магнитных свойств. К сожалению, низкий RDC часто означает и большую по габаритам конструкцию, что в первую очередь связано с использованием более толстого провода. Поэтому здесь особенно важно применять самые современные компоненты, обеспечивающие хороший компромисс между сопротивлением по постоянному току RDC, импедансом и габаритами.

С этой точки зрения на роль индуктивности особенно хорошо подходит серия многослойных ферритовых элементов компании Würth Elektronik WE­-MPSB [15], специально разработанная для подавления ЭМП, а также уже использованные нами компактные экранированные катушки этой же компании из серии WE-XHMI [6]. Что касается конденсаторов, в качестве компонентов для фильтров пригодны недорогие алюминиевые электролитические конденсаторы, а также конденсаторы компании Würth Elektronik серии WCAP-ASLI [16] емкостью не менее 10 мкФ. Что касается расчетов, для таких фильтров рекомендуется выбирать частоту среза не выше одной десятой от рабочей частоты преобразователя.

В отличие от упомянутых выше блокирующих конденсаторов, необходимые по входу и выходу проектируемого DC/DC-преобразователя высокие токи пульсации здесь не возникают (индуктивность фильтра эффективно блокирует эти токи), а потому для них не требуется высокий рейтинг по пульсирующему току. Здесь даже присущее алюминиевым электролитическим конденсаторам более высокое значение ESR не представляет проблемы. Оно в некоторой степени даже помогает. Относительно высокое ESR снижает добротность фильтра и, таким образом, предотвращает возникновение нежелательных колебаний на частоте резонанса.

 Блок-схема фильтрующих элементов с разбивкой для трех разных частотных диапазонов ЭМП

Рис. 14. Блок-схема фильтрующих элементов с разбивкой для трех разных частотных диапазонов ЭМП

На рис. 14 показана структура входного и выходного фильтров для синфазного и дифференциального режимов. Важность именно такого подхода с комбинацией двух фильтров с дополнением в виде ферритового элемента объяснена в [18]. Эквивалентная схема фильтра показана на рис. 15. Здесь для моделирования влияния синфазного дросселя важна только его индуктивность рассеяния, и именно она использована для моделирования в симуляторе LTSpice (бесплатное компьютерное программное обеспечение, реализующее симулятор электронных схем SPICE, изготовленное производителем полупроводников Linear Technology — теперь часть компании Analog Devices) [20].

Моделирование в симуляторе LTSpice вносимого блока входных и выходных фильтров затухания для дифференциального режима

Рис. 15. Моделирование в симуляторе LTSpice вносимого блока входных и выходных фильтров затухания для дифференциального режима

Результаты вносимого этим фильтром затухания для дифференциального режима в частотном диапазоне, соответствующем требованиям по обеспечению ЭМС, приведены на рис. 16.

Смоделированное дифференциальное затухание: амплитудно-частотная характеристика (сплошная линия) и фазочастотная характеристика фильтров (пунктирная линия) с учетом влияния паразитных составляющих и неидеальности компонентов

Рис. 16. Смоделированное дифференциальное затухание: амплитудно-частотная характеристика (сплошная линия) и фазочастотная характеристика фильтров (пунктирная линия) с учетом влияния паразитных составляющих и неидеальности компонентов

Как можно видеть, на частотах от 400 МГц рассматриваемый фильтр обеспечивает спад от –55 дБ и далее он превышает –80 дБ.

Для блока фильтров нами использованы дроссели компании Würth Elektronik серии WE-UCF [17]. Критериями выбора синфазных дросселей (по аналогии с английской терминологией их иногда называют дросселями с компенсацией тока) были следующие:

  • Максимально возможное синфазное сопротивление в широком диапазоне частот (в данном случае 150 кГц – 300 МГц).
  • Технология обмотки, обеспечивающая максимально возможную индуктивность рассеяния (здесь она не играет отрицательной роли и используется для подавления помех в дифференциальном режиме).
  • Низкое сопротивление по постоянному току RDC.
  • Компактная конструкция под технологию монтажа на поверхность (SMT).

Кривые импеданса для синфазного и дифференциального режимов двух используемых синфазных дросселей приведены на рис. 17. Для входного и выходного блока фильтров они выбраны с разной индуктивностью:

  • 2×56 мкГн (RDC = 2×4,7 мОм, номинальный ток IR = 7 А);
  • 2×120 мкГн (RDC = 2×10,5 мОм, номинальный ток IR = 5,5 А).
Кривые импеданса для синфазного (CM) и дифференциального (DM) режимов двух используемых синфазных дросселей серии WE-UCF

Рис. 17. Кривые импеданса для синфазного (CM) и дифференциального (DM) режимов двух используемых синфазных дросселей серии WE-UCF

Однако входные и выходные фильтры вносят не только затухание для ЭМП, при их использовании имеются потери, влияющие на КПД. Эти дополнительные потери в фильтрах возникают в результате омических потерь в катушках индуктивности и могут быть оценены как:

  • Потери выходного фильтра: I2×RDC = (5,5 А)2×30 мОм = 607 мВт.
  • Потери входного фильтра: I2×RDC = (7 А)2×18,4 мОм = 602 мВт.

В связи с добавкой системы входных и выходных фильтров теперь необходимо провести уточнение компоновки проектируемого DC/DC-преобразователя и повторить проведенные ранее измерения кондуктивных и излучаемых ЭМП. Кроме того, учитывая относительно большую мощность преобразователя, важно оценить его тепловые характеристики.

Компоновка верхней стороны печатной платы с входным и выходным фильтром

Вид верхнего слоя печатной платы, включая все фильтрующие элементы для соответствия требованиям стандарта CISPR32 класса B, представлен на рис. 18. Как можно видеть:

  • Оба блока фильтров расположены таким образом, чтобы индуктивная и емкостная связь с основной частью цепи была максимально исключена, в противном случае это может поставить под угрозу эффективность фильтрации.
  • Медные поверхности PGND во внутренних слоях подключены только к двум алюминиевым электролитическим конденсаторам фильтра. Под блоками фильтров нет меди, даже в промежуточных слоях. Это позволяет избежать гальванической связи, что уменьшило бы эффект подавления помех конденсаторами фильтра.
  • Т-фильтры спроектированы таким образом, чтобы нежелательные емкостные и индуктивные связи внутри трех компонентов были устранены в максимально возможной степени.
  • Под двумя дросселями с компенсацией тока не ставится медь, чтобы минимизировать емкостную связь.
 Вид верхнего слоя печатной платы, включая все фильтрующие элементы

Рис. 18. Вид верхнего слоя печатной платы, включая все фильтрующие элементы

Измерение температуры, КПД и характеристик ЭМС

Измерение КПД и температурных характеристик для спроектированного в ходе работы над предлагаемой статьей DC/DC-преобразователя реализовано для его полной схемы с фильтрами в условиях выходной мощности POUT = 100 Вт при температуре окружающей среды TA = +22 °C.

Измеренный коэффициент полезного действия в этих условиях составил:

  • В режиме понижения: 96,5%.
  • В режиме повышения: 95,6%.

Как мы видим, эффективность находится на очень высоком уровне, особенно с учетом того, что здесь принято во внимание влияние всех компонентов входного и выходного фильтров.

Измерение температуры верхнего слоя печатной платы блока питания

Рис. 19. Измерение температуры верхнего слоя печатной платы

Что касается тепловых характеристик, максимальная температура компонентов оказалась не выше +64 °C (рис. 19, 20) — это обеспечивает достаточный технологический запас для более высоких температур окружающей среды и означает низкую нагрузку на компоненты, повышает надежность преобразователя и конечного приложения, в котором он может быть использован.

Измерение температуры нижнего слоя печатной платы DC/DC преобразователя

Рис. 20. Измерение температуры нижнего слоя печатной платы

Измерение кондуктивных помех с входным и выходным фильтрами

Рис. 21. Измерение кондуктивных помех с входным и выходным фильтрами

Измерение кондуктивных (рис. 21) и излучаемых (рис. 22) ЭМП для спроектированного DC/DC-преобразователя с входным и выходным фильтрами показало, что средние и квазипиковые помехи с достаточным технологическим запасом находятся в указанных пределах во всем измеренном диапазоне.

Измерение излучаемых помех с входным и выходным фильтрами

Рис. 22. Измерение излучаемых помех с входным и выходным фильтрами

 

Заключение

Несмотря на продуманную компоновку и надлежащие активные и пассивные компоненты, требовательные спецификации этого примера (длинные кабели, отсутствие экранирования и т. д.) означают, что нельзя достичь соответствия классу B без дополнительных фильтров. Но, поскольку этого следовало ожидать, с самого начала было возможно разработать подходящие фильтры. Таким образом, был создан гибкий, высокоэффективный и совместимый с классом B повышающе-понижающий преобразователь мощностью 100 Вт. Чтобы создать еще более компактную печатную плату, два блока фильтров можно, например, повернуть на 90° или расположить на нижней стороне печатной платы. Результаты могут быть достигнуты быстро и без существенных дополнительных затрат с помощью программного обеспечения для проектирования и моделирования, таких как REDEXPERT [3] компании Würth Elektronik и LTSpice [20] компании Linear Technology.

Полный перечень элементов, использованных в данном проекте, приведен в [1] 

Литература
  1. Nadler A. EMC & Efficiency Optimization of High Power DC/DC Converters.
  2. LT3790 60V Synchronous 4‑Switch Buck­Boost Controller.
  3. REDEXPERT Design Tool.
  4. Браманпалли Р. Расчет потерь индуктора с помощью программы Wurth Elektronik’s REDEXPERT // Силовая электроника. 2016. № 5.
  5. Браманпалли Р. Проблема излучения ЭМП силовым дросселем DC/DC-преобразователя и варианты ее решения // Компоненты и технологии. 2018 № 6.
  6. WE-­XHMI SMD Power Inductor Shielded.
  7. Рентюк В. Проблема оптимального выбора комбинации входных и выходных конденсаторов для подавления пульсаций и помех DC/DC-преобразователей. Часть 1 //  Компоненты и технологии. 2016. № 11.
  8. Рентюк В. Проблема оптимального выбора комбинации входных и выходных конденсаторов для подавления пульсаций и помех DC/DC-преобразователей. Часть 2 // Компоненты и технологии. 2016. № 12.
  9. Рентюк В. Влияние выбора компонентов, схемотехнического и конструктивного решений на вопросы ЭМС современных DC/DC-преобразователей. Часть 1 // Компоненты и технологии. 2018. № 2.
  10. Рентюк В. Влияние выбора компонентов, схемотехнического и конструктивного решений на вопросы ЭМС современных DC/DC-преобразователей. Часть 2 // Компоненты и технологии. 2018. № 3.
  11. Рентюк В. Алюминиевые электролитические конденсаторы, или Еще раз про надежность // Силовая электроника. № 3.
  12. WCAP-­CSGP MLCCs 1210 General Purpose.
  13. WCAP-­PSLC Aluminum Polymer Capacitors.
  14. Рентюк В. Электромагнитная совместимость: проблема, от решения которой не уйти // Компоненты и технологии. № 7.
  15. WE-­MPSB EMI Multilayer Power Suppression Bead.
  16. WCAP­-ASLI Aluminium Electrolytic Capacitors.
  17. WE­-UCF SMT Common Mode Line Filte.
  18. Робертс С. Решение проблемы пульсаций и помех DC/DC-преобразователей: входная и выходная фильтрация // Компоненты и технологии. 2015. № 8.
  19. Уайтт К. Особенности конструирования печатных плат с выполнением требований по ЭМС // Компоненты и технологии. 2019 № 6.
  20. www.analog.com/ru/design­center/design­tools­and­calculators/ltspice­simulator.html
  21. CSD18532Q5B 60-V N-Channel NexFET Power MOSFETs. Revised February 2018. 2018, Texas Instruments Incorporated. 

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *