Влияние выбора компонентов, схемотехнического и конструктивного решений на ЭМС современных DC/DC­-преобразователей

Как правило, в технической литературе и публикациях на тему импульсных преобразователей вопросы электромагнитной совместимости (ЭМС) рассматриваются по факту уже выбранного технического решения с предложением тех или иных рекомендаций. Однако наибольший интерес для разработчиков представляет сравнение одинаковых в своем базовом исполнении изделий и их оценка на предмет выполнения требований ЭМС путем комплексного исследования влияния тех или иных изменений, вносимых не только в схемотехническое решение, но и, что не менее важно, в конструктивное. Только подобный подход дает ясное представление о том, как и в какой мере вносимые изменения влияют на уровень электромагнитных помех (ЭМП). И именно такое комплексное отношение к проблеме обеспечивает ее понимание и становится неким ключом, позволяющим открыть возможности принятия оптимального решения в части выполнения требований по ЭМС.

Введение

Техническая литература, в том числе и хорошо известная разработчикам “Trilogy of Magnetics” [2], изданная компанией Würth Elektronik, а также спецификации типа Data Sheet на микросхемы управляющих контроллеров DC/DC-преобразователей, предоставляет разработчикам аппаратного обеспечения всевозможные полезные советы по проектированию. Но поскольку жизнь не стоит на месте, мы чаще всего вынуждены обращаться именно к спецификациям, а они, как правило, не могут создать полную картину. Кроме того, каждый изготовитель делает акцент на свой компонент, рекламируя его уникальные свойства, в чем нет ничего зазорного. В результате в большинстве случаев практически отсутствуют сравнительные измерения ЭМП для возможных вариантов решений, полученных не только на симуляторах, но и инструментальным путем в качестве доказательства эффективности принятых мер, обеспечивающих требования по ЭМС.

Почему этот вопрос настолько важен? Ответ прост: во-первых, из-за роста использования электронного оборудования электромагнитная обстановка все время ухудшается, это общая проблема. Во-вторых, именно импульсные DC/DC-преобразователи являются одним из факторов ее ухудшения. Дело в том, что данные устройства представляются наиболее экономичным решением в части формирования питания для остальных игроков на этом поле: они компактны, отличаются универсальностью и высокой эффективностью (КПД), а потому обычно не требуют охлаждения. Но их природа, а именно импульсное преобразование энергии, напрямую связана с генерацией ЭМП. И проблема усугубляется тем, что DC/DC-преобразователи становятся наиболее распространенными устройствами в составе электронного и электротехнического оборудования. Практически каждая печатная плата содержит не один, несколько DC/DC-преобразователей разной топологии, что связано с распространением весьма удобной для проектировщиков такого оборудования архитектуры распределенного питания и организации питания по технологии PoL (Point of Load), когда источник максимально приближен к своей нагрузке с питанием от общей промежуточной шины.

Для эффективного решения возникающих при этом проблем ЭМС разработчикам систем питания могут помочь только результаты сравнительных измерений на соответствие требованиям ЭМС вариантов однотипных DC/DC-преобразователей, выполненных на основе одних и тех же типов дискретных элементов с одним и тем же управляющим интегральным контроллером. Такой подход предоставляет специалистам уникальную возможность лучше понять проходящие в DC/DC-преобразователях процессы, влияющие на уровень генерируемых ими ЭМП, и углубить свои знания в данной области. В предлагаемой статье на основе теории и практики, а также инструментального анализа, на базе реальных прототипов DC/DC-преобразователей и комплексного подхода, затрагивающего схемотехнику и конструктивное исполнение, наглядно демонстрируется, что, как и почему влияет на уровень ЭМП. Как результат, вы, получив дополнительные знания по решению проблемы, сможете с пониманием нюансов происходящих процессов реализовать оптимальное с точки зрения ЭМП конечное решение преобразователя. И это важно для того, чтобы выполнить жесткие требования современных и будущих стандартов по ЭМС.

Базовые принципы DC/DC-преобразователей и источники ЭМП

Для того чтобы понять суть проблемы, кратко остановимся на некоторых базовых принципах, точнее, установим первопричину генерации ЭМП и повторим азы. Прежде всего, перед тем как перейти к помехам, вспомним, что такое импульсный преобразователь. В нашем случае это преобразователь одного напряжения постоянного тока в другое, как правило, с петлей регулирования, обеспечивающей тем или иным путем стабилизацию заданного выходного напряжения. При этом энергия от первичного источника питания передается определенными порциями (импульсами), заданными контуром регулирования так, чтобы среднее значение выходного напряжения было стабильным. Сглаживание пульсаций выходного напряжения происходит благодаря наличию элемента, дросселя (катушки индуктивности), который накапливает электрическую энергию и отдает ее в нагрузку. Таким образом, здесь мы, если смотреть упрощенно, имеем управляющий контроллер, ключ в виде транзистора, дроссель и петлю регулирования.

Как известно из основ, любой импульс — это сумма гармоник от его основной частоты, для DC/DC-преобразователя здесь имеется в виду его рабочая частота, причем спектр гармоник зависит не только от основной частоты, но и от длительности импульса, передающего энергию, и скорости его нарастания, или, как говорят, фронта. Чем выше рабочая частота, тем меньший по номиналу и габаритам требуется дроссель и меньшие, опять-таки по номиналу и габаритам, входные и выходные конденсаторы, и, что не менее важно, достигается больший КПД преобразования. Поэтому при разработке DC/DC-преобразователя рабочую частоту стараются максимально увеличить. В современных таких преобразователях, благодаря успеху, достигнутому в области магнетиков (сердечников дросселей) и полупроводниковых приборов (силовых транзисторов и диодов), рабочая частота может достигать 4 МГц. И все вышесказанное является источниками ЭМП.

Что касается ЭМП, то, как можно видеть из приведенного краткого описания, она занимает достаточно широкий спектр частот, но это далеко не все. Интересующие нас помехи делятся на излучаемые и кондуктивные, то есть наводимые по цепям питания. Кроме того, мы должны уяснить различие между типом сигнала помехи, синфазным и дифференциальным (рис. 1), и надлежащим образом идентифицировать пути их прохождения и понять, как формируется контур тока такой помехи, который, собственно, и является источником проблем, когда речь идет об ЭМС.

Рис. 1. Базовые различия между синфазным и дифференциальным сигналом ЭМП

Дифференциальные помехи рождаются при прохождении сигналов по линиям связи и представляют собой сигналы в виде тока помехи, возникающей в двухпроводной линии передачи, со сдвигом по фазе на 180°. Контур тока помехи образуется через исходящий и обратный проводники, причем последний не всегда и необязательно провод заземления. Подавление дифференциальной помехи осуществляется с помощью LC-фильтров в Г‑, T‑ или П-топологии (последний в технической литературе иногда называют π-фильтром).

Наибольшее распространение имеют двухэлементные LC-фильтры типа Г — они состоят из катушки индуктивности и конденсатора, включенных по несимметричной схеме. Такие фильтры оптимальны для приложений, в которых входное и выходное сопротивление различны. Фильтр подключается к схеме с низким сопротивлением со стороны индуктивности, а с высоким — со стороны конденсатора. Трехэлементные LC-фильтры П-типа применяются в приложениях с относительно высоким входным и выходным сопротивлением, так как два емкостных элемента в фильтре имеют низкое сопротивление с обеих сторон. В отличие от фильтров типа П, LC-фильтры типа T, также построенные по симметричной схеме, предназначены для приложений с низким входным и выходным сопротивлением, поскольку два индуктивных элемента фильтра имеют высокое сопротивление к помехам. Фильтры обоих типов дают ослабление помех до 60 дБ.

Что касается синфазной помехи, здесь ток помехи в двухпроводной линии передачи находится в фазе, а контур тока помехи замыкается только через провод (шину) заземления. Подавление синфазной ЭМП осуществляется дросселем с компенсацией тока, более известным синфазный дроссель, содержащий две обмотки, включаемые таким образом, чтобы ток в одной компенсировал ток другой. Поэтому подобный дроссель может работать, пропуская большой постоянный ток, без опасности насыщения его сердечника. Его индуктивность рассеивания, которая всегда присутствует из-за неидеальности реального дросселя, может использоваться для формирования LC-фильтра для дифференциальной помехи. Опасность синфазной помехи заключается и в том, что она может легко переходить в дифференциальную.

Когда же дело доходит до разработки печатной платы с выполнением требований по ЭМС, разработчику также необходимо знать, но уже с точки зрения конструкции, как, почему и где могут возникать соответствующие помехи. В интересующем нас случае, который является темой данной дискуссии, для импульсных DC/DC-преобразователей измерения в части уровня напряженности поля помех, например EN 61000-4-3, проводимые в экранированной камере (здесь и далее по вопросам стандартов и методик испытаний по выполнению требований ЭМС воспользуйтесь ссылкой [3]), часто показывают достаточно широкополосный спектр помехи в диапазоне частот 30–400 МГц. Одной из причин, как уже было сказано, является высокая скорость переключения ключей, обычно выполненных на базе МОП-транзисторов (MOSFET). В зависимости от скорости нарастания фронта частотный спектр импульса может простираться до нескольких сотен мегагерц. Эта помеха походит через выходную емкость ключа C_DS, емкость полупроводникового перехода и обратную емкость восстановления диода Шоттки, которые вместе с паразитной индуктивностью токопроводящих дорожек образуют паразитные резонансные высокочастотные колебательные контуры. В случае, когда один из заземляющих проводников не шунтируется низким импедансом или когда одиночная токопроводящая дорожка проводит оба тока (ток нагрузки и ток помехи), что вызывает появление обратной связи по общему импедансу, в конструктивном решении можно ожидать возникновения синфазных помех. Эти помехи затем будут передаваться через паразитные емкостные связи от источника помех и приведут к формированию замкнутого контура тока излучаемой помехи (рис. 2).

Рис. 2. Потенциальные источники излучаемых и кондуктивных помех

Измерение напряжения помех согласно CISPR 16-2-1, о чем мы будем говорить детально уже во второй части статьи, показывает наличие спектральной составляющей с рабочей частотой преобразователя и ее гармонических составляющих до уровня 10 МГц и выше. А в зависимости от экранирования и длины провода здесь мы имеем смесь сигналов синфазной и дифференциальной помех. Причина наличия дифференциальной ЭМП заключается в импульсном характере потребления тока ключом, который в свою очередь вызывает падение напряжения на эквивалентном последовательном сопротивлении (Equivalent Series Resistance, ESR) входных и выходных конденсаторов DC/DC-преобразователя.

Рис. 3. Критическая с точки зрения генерации ЭМП токовая петля в повышающем преобразователе

Помимо учета влияния на генерацию ЭМП выбора компонентов и их компоновки, необходимо учитывать и тот факт, что топологии импульсных преобразователей отличаются по характеру поведения, а это, в свою очередь, может вызвать большие по уровню кондуктивные помехи либо по их входу, либо по выходу, либо там и там одновременно. Как можно видеть, в повышающем преобразователе (рис. 3) основным является тот факт, что его дроссель действует, как своеобразный токовый тормоз, ограничивая скорость нарастания тока di/dt между ключом (МОП-транзистором) и входом преобразователя. В то же время в понижающем преобразователе (рис. 4) более важную роль дроссель играет по отношению к [1] выходу, поскольку в этой топологии он расположен между МОП-транзистором и входом, соответственно, скорость нарастания импульсов напряжения на его выходе нивелируется.

Рис. 4. Критическая с точки зрения генерации ЭМП токовая петля в понижающем преобразователе

Эти простые примеры наглядно показывают, что понижающий преобразователь требует наличия входного фильтра, а повышающий — выходного, который необходим для подавления присущих данной топологии импульсов тока на выходе схемы. Однако это совсем не означает, будто в любой из указанных топологий можно пренебрегать выходными или входными фильтрами. Маслом, как известно, кашу не испортить.

Входные фильтры и проблема ЭМП

В современных преобразователях обычно используются частоты коммутации в пределах 250 кГц – 4 МГц. Поэтому для подавления как основной рабочей частоты, так и ее гармоник наиболее эффективными считаются именно LC-фильтры. Они способны держать спектр помех под контролем, обеспечив их подавление благодаря свой амплитудно-частотной характеристике (АЧХ), имеющей крутизну спада до 40 дБ на декаду при частоте среза до нескольких килогерц, что не сложно реализовать на практике. Если рассматривать простейший LC-фильтр, то его включение в схему должно соответствовать согласованию импеданса фильтров, подключаемых по входу и выходу преобразователя (рис. 5), что крайне важно для эффективного подавления ЭМП.

Рис. 5. Иллюстрация согласования по входу и выходу импульсных преобразователей с точки зрения оптимальной фильтрации ЭМП

Что касается непосредственно фильтра, мы должны не забывать и учитывать, что это резонансная схема. Как известно, резонансная частота LC-фильтра описывается следующим выражением:

где L_filter и C_filter — индуктивность и емкость LC-фильтра соответственно.

Здесь работает следующее общее правило: на практике необходимо установить частоту среза фильтра на уровне примерно в одну десятую от рабочей частоты преобразователя. Именно такой подход обеспечивает подавление его основной спектральной составляющей примерно на 40 дБ. В случае если при таком раскладе ее уровень не соответствует требованиям ЭМС, частоту среза фильтра необходимо установить ниже. Однако здесь следует идти на компромисс, поскольку снижение частоты среза влечет за собой увеличение габаритов компонентов, а кроме того, приводит к более высокому значению собственного сопротивления катушки индуктивности фильтра по постоянному току, которое указывается в ее спецификации как RDC. Последнее вызовет не только уменьшение выходного напряжения схемы, но и КПД преобразователя.

Индуктивность фильтра при заданной емкости определяется как:

где f_sw — рабочая частота преобразователя.

На роль катушки индуктивности фильтра в этом случае подходят, например, катушки серий WE-LQS, WE-LHMI или WE-MAPI, все три от компании Würth Elektronik (здесь и далее данные по всем элементам компании доступны через систему поиска на ее сайте [4]). Критерии отбора включают предельно допустимый ток (иногда называемый допустимой токовой нагрузкой, в амперах) и частоту собственного резонанса (обозначается как SRF — self-resonant frequency), которая должна быть выше, чем максимальная частота гармоники, подлежащей фильтрации. Однако здесь следует соблюдать известную осторожность и выбирать катушку с достаточным для подавления спектра ЭМП индуктивным сопротивлением, но одновременно и большим запасом по SRF, поскольку этот параметр может быть подвержен значительным отклонениям в партиях при изготовлении. На практике обычно применяются катушки индуктивности номиналом 1–22 мкГн, поскольку такие компоненты имеют достаточно высокий импеданс в частотном диапазоне, вполне соответствующий подавлению дифференциальных помех, и высокую SRF. В этом диапазоне индуктивности также можно выбрать компоненты, которые во многих случаях предлагают оптимальный компромисс между размером, допустимой токовой нагрузкой и стоимостью катушки фильтра.

Дополнительная мера для увеличения импеданса входного фильтра, например в частотном диапазоне свыше 10 МГц, — преобразование простого LC-фильтра в более эффективный фильтр типа Т, для этого в качестве дополнительного индуктивного элемента в LC-фильтр можно добавить ферритовый компонент WE-MPSB, также предлагаемый компанией Würth Elektronik. WE-MPSB представляет собой многослойный ферритовый элемент для поверхностного монтажа, используемый как своеобразная индуктивность. Его особенность в том, что он существенно превосходит обычные ферриты с точки зрения максимального импульсного тока [5] и более эффективен, чем ферритовые бусинки, которые сложно размещать на плате. Таким образом, WE-MPSB — хороший выбор, когда дело доходит до подавления высокочастотных ЭМП в системах питания постоянного тока. Более того, при использовании таких компонентов номинальное значение основной индуктивности и емкость конденсатора могут быть несколько уменьшены. Как и для всех многослойных SMD ферритовых элементов, при выборе конкретного типа и номинала WE-MPSB необходимо учитывать зависимость его импеданса от уровня протекающего через него постоянного тока. Сравнительные результаты моделирования АЧХ в полосе частот 0,001–500 МГц с использованием симулятора LTSpice в стандартном 50‑Ом (источник и нагрузка) варианте приведены на рис. 6.

Рис. 6. Сравнительные результаты моделирования.
Красным цветом выделена АЧХ T-фильтра (10 мкФ + 22 мкГн + MPSB 74279224551, верхняя схема);
синим — АЧХ простого LC-фильтра (22 мкГн + 33 мкФ, нижняя схема)

Естественно, чем выше рабочая частота коммутации преобразователя, тем меньше может быть не только его дроссель и входные/выходные конденсаторы, но и составляющие LC-фильтров подавления ЭМП, поскольку в данном случае мы можем выбрать более высокую частоту среза. Кроме того, меньшие по габаритам пассивные компоненты облегчают проектирование и обеспечивают более компактную компоновку при размещении конечного решения DC/DC-преобразователя на печатной плате. Это в свою очередь, за счет физического уменьшения токовых петель, обеспечивает и потенциально лучшие ее характеристики в части ЭМС.

Что касается выбора конденсаторов, наиболее подходящими конденсаторами для фильтров будут небольшие SMD электролитические конденсаторы, например серии WCAP-ASLI, предлагаемые компанией Würth Elektronik. Стандартными для данного применения являются конденсаторы номиналом 10–100 мкФ. Здесь необходимо учитывать один весьма важный момент: конечная цель процедуры проектирования должна заключаться в том, чтобы использовать как можно меньшую индуктивность фильтра. Понятно, это достигается за счет увеличения номинальной емкости конденсатора фильтра. Такой подход оказывает положительное влияние на эффективность (КПД), а также, что особенно важно в рассматриваемом нами ключе, снижает риск нестабильности, связанной с появлением на определенных частотах отрицательного входного импеданса, что приводит не к подавлению помех, а к еще большей их генерации [8].

Если вместо рекомендуемых электролитических конденсаторов в качестве элементов фильтра выбирают многослойные керамические конденсаторы (MLCC — Multilayer ceramic capacitor), например WCAP-CSGP с керамикой класса 2 (X5R, X7R) производства Würth Elektronik, то необходимо учитывать, что частота среза фильтра будет в значительно большей степени отклоняться от расчетной, а пульсация напряжения окажется выше, чем предполагалось при проектировании. Это связано с тем, что поведению керамики класса 2 присуща достаточно сильная зависимость от емкости с учетом следующих факторов, оказывающих дополнительное негативное воздействие:

• напряжение (уменьшение емкости в зависимости от прилагаемого напряжения постоянного тока);
• старение (временная деградация);
• частота;
• температура.

Так что, учитывая сказанное, при проектировании фильтров для импульсных преобразователей предпочтительны алюминиевые электролитические конденсаторы или их связка с MLCC (подробно о выборе конденсаторов для подавления помех и пульсаций в DC/DC-преобразователях [6, 7]). Кроме того, их относительно высокое ESR, по сравнению с MLCC-конденсаторами, оказывает положительный эффект, поскольку его наличие приводит к более эффективному демпфированию и уменьшению добротности колебательного контура, образованного LC-фильтром, чем более низкое ESR, свойственное многослойным керамическим конденсаторам. В данном случае низкое ESR — не плюс, а минус, однако это не касается вопросов, связанных с отдачей тока. Здесь MLCC-конденсаторы вне всякой конкуренции.

В современных импульсных DC/DC-преобразователях MLCC-конденсаторы с керамикой класса 2 обычно используются в качестве входных и выходных конденсаторов по следующим причинам:

• низкое значение эквивалентного последовательного индуктивного сопротивления (equivalent series inductance, ESL) и низкое ESR позволяют быстро зашунтировать или отдать высокий импульсный ток;
• низкое значение ESR дает им возможность работать на высокой мощности и обеспечить малый уровень пульсаций напряжения;
• экономия пространства благодаря высокой удельной объемной емкости керамики класса 2.

Однако, когда MLCC-конденсаторы без принятия специальных мер используются в качестве входных конденсаторов, они вступают во взаимодействие с индуктивностью фильтра или паразитной индуктивностью линий подключения. В этом случае при скачкообразном изменении входного напряжения, то есть при наличии резкого фронта, на входе преобразователя могут возникать переходные процессы в виде с разной скоростью затухающих гармонических колебаний. Такие колебания вызваны отрицательным входным сопротивлением в сочетании с создаваемой схемой колебательным контуром. Этот контур образуется индуктивностью фильтра и входным MLCC-конденсатором и по причине высокой добротности характеризуется резко выраженным резонансным пиком. Поскольку по своей природе отрицательный импеданс не поглощает энергию, а, наоборот, способен ее отдавать, то вместе с паразитными и штатно используемыми индуктивностями это и приводит к генерации на частоте колебательного контура. Здесь контур питается остаточной энергией, которую преобразователь во время переходного процесса не поглощает. Из-за импульсного характера поведения преобразователя наличие на его входе емкости С является абсолютной необходимостью. Однако в рассматриваемом нами контексте индуктивность L может быть не только индуктивностью фильтра, но и некой ESL, или индуктивностью проводников, определяемой конфигурацией печатной платы. Во время переходного процесса это приводит к кратковременному возникновению отрицательного входного сопротивления и означает, что нежелательные колебания могут возникать даже в тех случаях, когда LC-фильтры не использованы разработчиком.

Рассматриваемый отрицательный импеданс может привести к целому ряду проблем:

• Дестабилизации контура обратной связи управления и регулирования выходного напряжения. Дестабилизация возникает в том случае, когда частотный спектр отрицательного импеданса на входе перекрывает полосу пропускания контура управления.
• Поскольку в случае резонанса напряжение претерпевает так называемое перерегулирование, это может привести к повреждению активных и пассивных компонентов преобразователя.
• Является еще одной причиной генерации ЭМП и нарушения требований ЭМС.

Риски, создаваемые отрицательным импедансом, возрастают, если уровень входного напряжения снижается и достигает своего минимума. Дело в том, что, когда входное напряжение находится на минимально допустимом уровне, преобразователь в соответствии с законом сохранения энергии берет наибольший входной ток (рис. 7).

Рис. 7. Поскольку выходное напряжение остается постоянным даже в случае падения входного напряжения, то логично, что для сохранения выходной мощности входной ток преобразователя должен повышаться

В настоящее время лучшим способом избежать столь нежелательных эффектов является подавление таких паразитных резонансов. Это может быть достигнуто с помощью SMD-резистора, имеющего низкую собственную индуктивность. Он устанавливается последовательно с конденсатором, который блокирует напряжение постоянного тока (рис. 8).

Рис. 8. Вариант подавления переходных процессов — SMD-резистор R_damp, включенный последовательно с конденсатором С_damp

Критерий стабильности при выборе демпфирующих элементов может быть определен как:

L_filter/(C_filter×R_damp) << R_in

|Z_{out, filter}| << |Z_{in, smps}|.

Целью этого подхода должно быть достижение добротности паразитного колебательного контура до уровня Q = 1 или коэффициента затухания ζ (zeta), равного 0,707. Во многих случаях вместо дополнительного резистора R_damp используется электролитический конденсатор с соответствующим высоким ESR. Однако нередко это означает «выстрел в белый свет», поскольку ESR является параметром, сильно зависящим от частоты и температуры, а разработчик часто даже не знает, в каком частотном спектре будут возникать нежелательные колебания. Несмотря на это, электролитический конденсатор может использоваться как своеобразный фильтр-конденсатор.

Как уже говорилось, здесь применяется общее утверждение, гласящее, что чем ниже значение L, тем выше значение C и тем меньше опасностей возникновения отрицательного входного сопротивления, поскольку вклад индуктивности в модуль полного сопротивления |Z_in| в данном случае падает.

Демпфирующий конденсатор, для того чтобы избежать конфликта с входным импедансом, должен быть по номиналу примерно в четыре раза больше емкости штатного входного конденсатора. Кроме того, демпфирующий конденсатор на резонансной частоте должен иметь более низкий импеданс, чем демпфирующий резистор. Это необходимо, чтобы гарантировать способность демпфирующего резистора эффективно ослабить резонансный пик фильтра.

Достаточный коэффициент затухания ζ = 0,707 определяется как:

n = C_damp/C_input

В зависимости от заданного коэффициента демпфирования сопротивления R_damp обычно выбирают в пределах 0,1–4,7 Ом, а достичь стабильности поведения петли регулирования DC/DC-преобразователя можно простым измерением с помощью датчика тока. При этом необходимо тщательно проконтролировать амплитуду тока на входном конденсаторе во всем динамическом диапазоне преобразователя. Когда поведение тока, протекающего через входной конденсатор, соответствует ожидаемым переходным процессам, преобразователь будет стабилен по отношению к приходным процессам во всем диапазоне входных напряжений. Однако если в результате измерений будет обнаружена слишком большая амплитуда тока, не соответствующая ожидаемой, то для повышения демпфирования нужно принять дополнительные меры.

Выходные фильтры и проблема ЭМП

Выходные фильтры, как правило, используются для дополнительного уменьшения остаточных пульсаций выходного напряжения. Когда падение напряжения на катушке индуктивности фильтра (как мы помним, она имеет собственное активное сопротивление по постоянному току — RDC) не может быть проигнорировано, выходное напряжение для организации петли обратной связи, обеспечивающей стабилизацию, должно быть снято уже после этого фильтра, а не (как обычно бывает) непосредственно на выходном конденсаторе преобразователя.

Если в конструкции предусмотрен выходной фильтр, находящийся внутри обратной связи по напряжению, в этом случае обязательно следует учитывать соответствующие точки перегиба ее АЧХ. Это необходимо для того, чтобы не подвергать опасности преобразователь из-за нарушения стабильности контура управления выходным напряжением. Так что здесь, как и в ранее рассмотренном случае с входным фильтром, выходной фильтр должен быть демпфирован (рис. 9).

Рис. 9. Демпфирование выходного фильтра путем подключения демпфирующего резистора параллельно катушке индуктивности фильтра включенный последовательно с конденсатором С_damp

Номинал демпфирующего сопротивления R_damp для выходного фильтра рассчитывается как:

Типичное значение индуктивности для организации выходного фильтра составляет 0,47–2,2 мкГн. Кроме того, RDC катушки должно быть небольшим, а частота собственного резонанса SRF — как можно выше. С этой точки зрения отлично подходят предлагаемые компанией Würth Elektronik катушки WE-PMCI, WE-MAPI, WE-HCI или WE-LHMI. Важным аспектом при выборе R_damp в данном случае является то, что оно должно быть значительно больше, чем RDC используемой в нем катушки индуктивности, чтобы не уменьшать вносимое фильтром затухание.

Вместо классической индуктивности здесь можно, как и в случае входного фильтра, использовать многослойный феррит-элемент WE-MPSB. Подходящими в качестве фильтрующих конденсаторов являются компактные SMD электролитические конденсаторы Würth Elektronik WCAP-ASLL и WCAP-ASLI в диапазоне номинальных емкостей 10–100 мкФ. При проектировании выходного фильтра по причинам, приведенным выше, нежелательно применять многослойные керамические конденсаторы с керамикой класса 2.

Кроме того, схема компенсации контроллера преобразователя должна быть пересчитана. Это связано с тем, что такой выходной фильтр формирует дополнительный полюс на АЧХ петли регулирования. На рис. 10 представлен пример изменения поведения АЧХ петли регулирования DC/DC-преобразователя с рабочей частотой 750 кГц с компенсацией для вариантов:

• выходной LC-фильтр с частотой среза 75 кГц по уровню –3 дБ (демпфированный и не демпфированный);
• частота единичного усиления компенсированного контура управления 0 дБ на частоте 7,5 кГц.

Рис. 10. Поведение АЧХ петли регулирования импульсного преобразователя с выходным фильтром, входящим в петлю обратной связи регулирования выходного напряжения

В большинстве случаев частота среза фильтра для подавления ЭМП задается как 0,1 от рабочей частоты преобразователя. Это справедливо и для выходного фильтра, причем частота единичного усиления 0 дБ компенсированного контура управления должна быть установлена по меньшей мере еще в 10 раз ниже, поскольку здесь уже наблюдается поворот фазы, и нарушение указанных условий приведет к уменьшению запаса по фазе, а значит, повредит устойчивость петли регулирования в системе.

Во всех повышающих преобразователях, работающих в так называемых непрерывных режимах (режим стабилизации непосредственно напряжения и режим стабилизации методом непрерывных токов — CCM, continuous current mode), необходимо учитывать наличие нуля в правой полуплоскости (right half plane zero, RHPZ), который является критерием устойчивости [9].

Решение состоит в том, чтобы выбрать параметры петли обратной связи с частотой среза существенно ниже самой низкой частоты появления нулей. Однако это имеет определенный недостаток, поскольку приводит к ухудшению времени реакции DC/DC-преобразователя на ступенчатое изменение нагрузки. Для того чтобы устранить эту проблему, необходимо использовать преобразователь в режиме прерывистых токов (discontinuous current mode, DCM), что усложняет решение его контроллера. Так что для рассматриваемого в данной статье варианта DC/DC-преобразователя при выборе полосы пропускания контура управления имеются ограничения еще и снизу. В общем случае разнос частот от полюса АЧХ петли регулирования преобразователя должен быть также равен не менее 0,1 от его рабочей частоты. В данном варианте рекомендуется использовать отношение (f_RHPZ/f₀) > 10 (равно по определению одной декаде), где f_RHPZ — это частота нуля в правой полуплоскости, определяется как

f_RHPZ = (R_load/2πL) (U_in/U_out)²;

а частота полюса f₀ определяется как:

Далее мы перейдем к практическим вопросам и проанализируем два прототипа DC/DC-преобразователя, выполненных по одному техническому заданию, но с разными подходами в части решения проблемы ЭМС.

Мы будем сравнивать два в общем похожих прототипа повышающих DC/DC-преобразователей. Первый вариант, примем его как базовый, представляет собой обычное решение, используемое без особой проработки и оптимизации в части вопросов ЭМС. Второй — улучшенный с точки зрения ЭМС вариант базового решения. Схема и выбор компонентов, предусмотренных в базовом варианте, выполнены на основе данных, приведенных в спецификации поставщика контроллера, на базе которого разработаны прототипы DC/DC-преобразователя. Но поскольку в рамках статьи нас интересуют исключительно проблемы ЭМС, не будем акцентировать внимание на выборе контроллера и оставим его в виде «черного ящика». В качестве основы выберем повышающий DC/DC-преобразователь с рабочей частой fsw = 650 кГц и следующими выходными/выходными требованиями: номинальное входное напряжение Uin = 9 В; номинальное выходное напряжение Uout = 12 В; номинальный выходной ток I_out = 1,25 А.

Базовый вариант повышающего DC/DC-преобразователя

Электрическая принципиальная схема базового варианта прототипа повышающего DC/DC-преобразователя приведена на рис. 11, а его конструктивное исполнение представлено на рис. 12.

Рис. 11. Повышающий DC/DC-преобразователь, базовый вариант, схема электрическая принципиальная (Critical Loop — критическая с точки зрения ЭМП петля тока)

Рис. 12. Компоновка базового варианта повышающего DC/DC-преобразователя на печатной плате:
Output — выход;
Input — вход;
Feedback — обратная связь

Для начала проведем краткий предварительный анализ принципиальной схемы базового прототипа повышающего DC/DC-преобразователя, от которого мы будем отталкиваться в дальнейшем:

• Входной и выходной конденсаторы (С1 и С2) — это стандартные электролитические с номинальной емкостью 470 мкФ и относительно высоким ESR 390 мОм.
• Дополнительные фильтры по входу и выходу преобразователя отсутствуют.
• В цепи затвора силового МОП-транзистора (M1) отсутствует последовательный резистор.
• В схеме используется обычный неэкранированный дроссель.
• На схеме нет разделения «земель» на аналоговую AGND (слаботочную) и силовую PGND (сильноточную).

Что касается конструктивного исполнения данного прототипа, предварительный анализ его конфигурации на печатной плате дает нам следующее:

• «Земли» входных и выходных конденсаторов (C1 и C2), микросхемы контроллера и токоизмерительного шунта R1 слишком сильно разнесены друг от друга и образуют критическую петлю, в которой циркулирует ток большого уровня.
• Блокировочные конденсаторы C5 и C6 установлены далеко от микросхемы контроллера.
• Все силовые подключения на плате выполнены чересчур длинными и слишком тонкими дорожками.
• Все подключения (кроме C_OUT = C2) и разводка разъема выполнены не оптимально.
• На плате, как и в схеме, нет разделения «земель» на аналоговую AGND (слаботочную, цепей управления) и силовую PGND.
• Число переходных отверстий недостаточно, особенно в отношении соединений силовой «земли» PGND.
• Имеется нежелательное ответвление от C1 к входному проводнику.

Улучшенный вариант повышающего DC/DC-преобразователя

В свете выявленных очевидных недостатков базового прототипа, а также для сравнения эффективности предлагаемого подхода к проектированию был разработан второй улучшенный вариант прототипа. После чего была проведена сравнительная проверка вариантов решений по выполнению требований ЭМС.

Рис. 13. Повышающий DC/DC-преобразователь, улучшенный вариант, схема электрическая принципиальная (Critical Loop — критическая с точки зрения ЭМП петля тока)

Электрическая принципиальная схема базового варианта прототипа повышающего DC/DC-преобразователя приведена на рис. 13, а его конструктивное исполнение представлено на рис. 14.

Рис. 14. Компоновка улучшенного варианта повышающего DC/DC-¬преобразователя на печатной плате:
Output — выход;
Input — вход;
Feedback — обратная связь

Проведем краткий анализ улучшений, сделанных в принципиальной схеме, и сравним усовершенствованный вариант с базовым прототипом повышающего DC/DC-преобразователя, от которого мы отталкиваемся. Итак:

• Входные и выходные конденсаторы (С2, С3 и С1, С4 соответственно) в улучшенном варианте представляют собой комбинацию из многослойных керамических конденсаторов (MLCC) с низким значением ESR WCAP-CSGP и полимерных электролитических конденсаторов WCAP-PSLC, оба от Würth Elektronik (здесь и далее данные по всем элементам компании доступны через систему поиска на ее сайте [4]), номиналом всего 180 мкФ и также с низким ESR.
• По входу и выходу повышающего преобразователя установлены LC-фильтры, выполненные на базе многослойных ферритовых элементов WE-LQS и конденсаторов WCAP-ASLL также компании Würth Elektronik.
• В цепи затвора силового МОП-транзистора (M1) установлен последовательный резистор R2, снижающий скорость переключения, а значит, и скорость нарастания фронтов импульсов на его стоке.
• В качестве силового накапливающего энергию дросселя (L1) применен экранированный силовой дроссель последнего поколения WE-LHMI от Würth Elektronik.
• Аналоговое AGND (слаботочное заземление) и силовая PGND (сильноточная) цепи заземления разделены уже в рамках самой схемы.

Дополнительно, поскольку наш повышающий DC/DC-преобразователь выполнен в виде открытой конструкции без внешнего экранирования, в нем использованы катушки с компенсацией тока — синфазные дроссели WE-CMBNC от Würth Elektronik. Их применение связано с тем, что в данном преобразователе в виде конечного продукта могут иметь место синфазные помехи, воздействующие через паразитные емкости. Критерием выбора синфазного дросселя здесь являются максимальный рабочий ток и высокий импеданс для синфазного режима, который должен быть выбран в соответствии с рабочей частотой преобразователя и быть эффективным в как можно более широкой полосе частот.

Что касается внесения изменений в печатную плату улучшенного варианта преобразователя, то можно выделить следующее:

• «Земли» входных и выходных конденсаторов, микросхемы контроллера и токоизмерительного шунта R1 расположены близко друг от друга и имеют подключение с малой паразитной индуктивностью на верхней части платы, через медную общую поверхность. Таким образом критическая петля, в которой циркулирует ток большого уровня, сводится к минимуму.
• Блокирующие конденсаторы C5 и C6 расположены близко к микросхеме контроллера и подключены к общему проводу с помощью соединения с минимальной собственной индуктивностью.
• Все силовые соединения осуществляются через соединительные дорожки или «залитые» поверхности, выполненные максимально короткими и широкими.
• Подключение выходных конденсаторов (в данном варианте C_OUT = C2+C4) и выходных цепей оптимизировано за счет более эффективного использования нижнего слоя печатной платы.
• «Земли» AGND (аналоговая слаботочная) и PGND (силовая) пространственно разделены и подключены в наиболее оптимальном положении с точки зрения падения напряжений и формирования больших токовых петель.
• Если смотреть в целом, то для подключения силовой «земли» PGND имеется достаточно много переходных отверстий. Как известно, каждое дополнительное переходное отверстие уменьшает общую паразитную индуктивность подключения.
• Входные и выходные соединения маршрутизируются только через компоненты фильтра, таким образом, гальваническая связь между ними отсутствует.

Измерения прототипов DC/DC-преобразователя для выполнения требований по ЭМС

Все измерения ЭМП и ЭМС, кроме оговоренных особо, выполнялись в соответствии с требованиями действующих на данный момент стандартов по ЭМС продуктов коммерческого назначения. Поскольку описание стандартов и методик испытаний не входит в тематику статьи, то для получения всей необходимой дополнительной информации по данному вопросу рекомендуется обратиться к [3]. Общий вид одной из испытательных установок представлен на рис. 15.

Рис. 15. Измерительная установка, использованная для измерения напряженности поля ЭМП повышающего DC/DC-преобразователя

Результаты измерений напряжений ЭМП базового варианта DC/DC-преобразователя

Прежде всего для того, чтобы получить точки для сравнения, первоначально в рамках работы было проведено измерение напряжения помех по выходу (рис. 16) и входу (рис. 17) базового варианта DC/DC-преобразователя, скажем так, в своем первозданном виде, без использования дополнительного фильтра. Кроме того, для более полного понимания происходящих в данном случае процессов были дополнительно сняты осциллограммы переменной составляющей напряжений на выходе и входе (рис. 18) преобразователя в этом исполнении.

Рис. 16. Результат измерения напряжения помех на выходе базового преобразователя без фильтра
Примечание. Здесь и далее желтым показаны пиковые уровни, зеленым — среднеквадратические

Рис. 17. Результат измерения напряжения помех на входе базового преобразователя без фильтра

Как и предполагалось, выходное напряжение повышающего DC/DC-преобразователя в части наличия в нем помех находится выше критического уровня. Без дополнительной фильтрации эти уровни также слишком высоки и на входе (точки FAIL на спектрограммах, приведенных на рис. 16 и 17). Для того чтобы увидеть тенденцию, которая поможет при оценке напряженности поля электромагнитных помех (они проводились в диапазоне 30–400 МГц) и принятии соответствующих решений, описанные измерения велись в полосе частот 100 МГц, хотя формально с точки зрения базового стандарта достаточно было проводить их в полосе до 30 МГц.

Рис. 18. Переменная составляющая базового преобразователя без фильтра:
а) выходное напряжение в масштабе 5 В/дел.;
б) входное напряжение в масштабе 200 мВ/дел.

После получения результатов по напряжению помех базового варианта повышающего DC/DC-преобразователя без фильтра измерения были проведены уже с использованием дополнительной фильтрации. Для этого использовался дополнительный простейший LC-фильтр, выполненный из катушки индуктивности 15 мкГн и конденсатора номинальной емкостью 10 мкФ и установленный по входу и выходу преобразователя. Результаты измерений в таком варианте приведены на рис. 19–21.

Рис. 19. Переменная составляющая базового преобразователя с LC-фильтром:
а) выходное напряжение в масштабе 50 мВ/дел.;
б) входное напряжение в масштабе 50 мВ/дел.

Рис. 20. Результат измерения напряжения помех на выходе базового преобразователя с LC-фильтром

Как видно из данных измерений, при использовании повышающего преобразователя с соответствующим LC-фильтром по входу и выходу уровень напряжения помех до частоты 30 МГц может быть в норме (мы видим PASS на спектрограмме). Однако тенденция, которая наблюдается выше частоты 30 МГц, показывает, что при оценке напряженности поля ЭМП можно столкнуться с серьезными проблемами.

Рис. 21. Результат измерения напряжения помех на входе базового преобразователя с LC-фильтром

Результаты измерений напряженности поля ЭМП базового варианта DC/DC-преобразователя

Для того чтобы обеспечить измерение только излучения непосредственно самой схемы на печатной плате (рис. 22), первоначально к ней через развязывающие кабели длиной 20 см были подключены дополнительные развязывающие фильтры. После этого измерения проводились без фильтров (рис. 23). Как и требует базовый стандарт, измерения по напряженности поля были выполнены антеннами с горизонтальной (синий график) и вертикальной (красный график) поляризацией, с измерением усредненных значений, квазипиковых и пиковых уровней. Ограничение на рис. 22 и 23 указано согласно требованиям стандарта EN55011 Класс В.

Рис. 22. Результат измерения базового преобразователя с развязывающими фильтрами

Рис. 23. Результат измерения базового преобразователя без развязывающих фильтров

При измерении напряжения помех уровни, указанные в стандарте EN55011 Класс B, были превышены. При этом в случае, когда задействовано несколько дополнительных сантиметров кабеля, уровни превосходят установленный лимит в очень широкой полосе и более чем на 10–15 дБмкВ/м.

Краткий вывод по результатам проведенных измерений базового варианта повышающего DC/DC-преобразователя: испытания наглядно проиллюстрировали негативное влияние его схемного решения и неоптимизированной компоновки, приведших к образованию больших нагруженных токовых петель и недопустимой паразитной индуктивности, как на уровень напряжения, так и на напряженность поля ЭМП. В итоге данное исполнение преобразователя не отвечает требованиям по ЭМС.

Результаты измерений напряжений ЭМП улучшенного варианта повышающего DC/DC-преобразователя

Здесь для улучшенного варианта DC/DC-преобразователя, как и для базового, с целью получения точек для сравнения первоначально в рамках работы над [2] было проведено измерение напряжения помех по выходу (рис. 24) и входу (рис. 25) без использования фильтров. Кроме того, для более полного понимания происходящих в этом случае процессов дополнительно были сняты осциллограммы переменной составляющей напряжений на выходе и входе (рис. 26) преобразователя в упрощенном исполнении.

Рис. 24. Результат измерения напряжения помех на выходе улучшенного варианта преобразователя без фильтров

Рис. 25. Результат измерения напряжения помех на входе улучшенного варианта преобразователя без фильтров

Рис. 26. Переменная составляющая базового преобразователя без фильтра:
а) выходное напряжение в масштабе 200 мВ/дел.;
б) входное напряжение в масштабе 50 мВ/дел.

Как уже говорилось, для первоначальной оценки напряжения помех из схемы улучшенного варианта повышающего DC/DC-преобразователя были сознательно временно удалены фильтры и оставлены только входные и выходные конденсаторы. Даже в таком исполнении результаты, полученные при измерении напряжения помех, оказались значительно лучше, чем измеренные ранее для базового варианта преобразователя. Амплитуда пульсаций и помех на осциллограммах, также получилась намного ниже. Тем не менее без фильтров даже оптимизированное нами решение не соответствует нормам, установленным для аппаратуры по требованиям для Класса B (мы видим FAIL на спектрограмме). Хотя и без дополнительной фильтрации, доработанный большей частью конструктивно, этот вариант преобразователя соответствует требованиям по Классу А (мы видим PASS на спектрограмме).

Рис. 27. Переменная составляющая базового преобразователя с фильтром:
а) выходное напряжение в масштабе 50 мВ/дел.;
б) выходное напряжение в масштабе 20 мВ/дел.

Далее измерения напряжения помех улучшенного варианта повышающего DC/DC-преобразователя были проведены в его полной конфигурации, то есть со штатными установленными по входу и выходу преобразователя LC-фильтрами, выполненными из катушки индуктивности 15 мкГн, конденсатора номинальной емкостью 10 мкФ и синфазного дросселя с индуктивностью обмоток 5 мГн. Результаты измерений повышающего DC/DC-преобразователя в полном варианте приведены на рис. 27–29.

Рис. 28. Результат измерения напряжения помех на выходе улучшенного варианта преобразователя с фильтром

Рис. 29. Результат измерения напряжения помех на входе улучшенного варианта повышающего преобразователя с фильтром

Приведенные на рис. 28 и 29 спектрограммы показывают, что улучшенный вариант повышающего DC/DC-преобразователя, если он дополнен соответствующими входными и выходными фильтрами, по уровню напряжения помех без проблем и с достаточным технологическим запасом соответствует жестким требованиям по ЭМС Класса B. Благодаря хорошей компоновке мы при оценке напряженности поля ЭМП также не ожидаем серьезных проблем и на частотах свыше 30 МГц. Кроме того, форма напряжения по входу и выходу улучшенного варианта преобразователя ясно показывает, что сочетание правильной разводки печатной платы и применение соответствующих компонентов — именно тот ключик, который открывает нам дверь к хорошему конечному решению при проектировании системы питания в целом.

Результаты измерений напряженности поля ЭМП улучшенного варианта повышающего DC/DC-преобразователя

Как и предполагалось при измерении напряжения помех, улучшенный вариант повышающего DC/DC-преобразователя должен вполне вписаться в рамки требований, установленных по стандарту EN 55011 Класс B. Это видно даже в случае, когда мы использовали дополнительные кабели длиной порядка 20 см, что достигнуто благодаря лучшей компоновке и правильно выбранным компонентам, данное решение преобразователя соответствует требованиям стандарта по ЭМС. Результаты измерений напряженности поля ЭМП улучшенного варианта повышающего DC/DC-преобразователя приведены на рис. 30 (с фильтрами) и рис. 31 (без фильтров, для сравнения). На графиках в двух поляризациях (синим — горизонтальная, красным — вертикальная) представлены пиковые, квазипиковые и усредненные значения напряженности с ограничением по Классу В.

Рис. 30. Результат измерения улучшенного варианта повышающего преобразователя с развязывающими фильтрами

Рис. 31. Результат измерения улучшенного варианта повышающего преобразователя без развязывающих фильтров

Сравнение внутренних процессов, происходящих в прототипах DC/DC-преобразователя, и их влияние на выполнение требований по ЭМС

Перед тем как сделать окончательные выводы, для комплексного понимания происходящих в рассматриваемых преобразователях процессах давайте заглянем буквально внутрь обоих наших прототипов. Здесь нас будут интересовать искажения формы рабочих импульсов, вызванные теми или иными паразитными резонансными контурами, имеющими место в реальных преобразователях. Для начала оценим форму сигнала на ключевом элементе (рис. 32 и 33).

Рис. 32. Форма напряжения затвор¬исток силового МОП-транзистора в схеме повышающего DC/DC-преобразователя:
а) базовый вариант;
б) улучшенный вариант

Рис. 33. Форма напряжения сток-исток силового МОП-транзистора в схеме повышающего DC/DC-преобразователя:
а) базовый вариант;
б) улучшенный вариант

Высокочастотные колебания, которые имеются в базовом неоптимизированном решении, — результат действия паразитного колебательного контура, образованного емкостью затвора (C_GS) силового МОП-транзистора в сочетании с индуктивностью тонкой и длинной контактной дорожки подключения затвора. Этого явления мы не наблюдаем в оптимизированном решении. Более того, последовательный резистор в цепи затвора (R2, рис. 13), установленный в улучшенном варианте повышающего DC/DC-преобразователя, в некоторой степени помогает уменьшить и скорость нарастания импульсов при включении ключа.

Что касается осциллограммы, приведенной на рис. 33, то в базовом решении повышающего DC/DC-преобразователя мы видим высокочастотные колебания на стоке ключа, возникающие при его включении. Это связано с наличием еще одного паразитного колебательного контура, образованного емкостью стока (C_DS) в сочетании с индуктивностью линий подключения ключа.

Еще один потенциальный источник помех — диод Шоттки, точнее его емкость обратного восстановления (рис. 34). Образованные при переходных процессах высокочастотные колебания могут при определенных обстоятельствах (их амплитуда может оказаться недопустимо большой) привести к пробою не только самого диода, но и связанных с ним компонентов.

Рис. 34. Форма напряжения на диоде Шоттки:
а) базовый вариант, примерно 40 В (ампл. п п);
б) улучшенный вариант, примерно 19 В (ампл. п п)

В завершение статьи рассмотрим еще две цепи, связанные с питанием контроллера преобразователя. Поскольку блокирующий конденсатор в базовом решении повышающего DC/DC-преобразователя расположен на расстоянии примерно 3 мм от входа подачи питания на контроллер (V_IN, вывод 10) и подключен тонкой соединительной дорожкой (рис. 18), это приводит к тому, что контроллер не может достаточно быстро взять от источника питания необходимый ток. В данном исполнении печатной платы индуктивность тонкой соединительной дорожки действует как тормоз, что приводит к генерации на этой части дорожки высокочастотного напряжения с большой амплитудой (рис. 35).

Рис. 35. Форма напряжения на выводе 10 (VIN) микросхемы контроллера повышающего преобразователя:
а) базовый вариант, примерно 2,2 В (ампл. п п);
б) улучшенный вариант, примерно 90 мВ (ампл. п п)

Аналогичную проблему мы наблюдаем и по выходу внутреннего питания микроконтроллера V_CC (вывод 9). Осциллограммы напряжения на этом выводе для обоих прототипов преобразователя представлены на рис. 36.

Рис. 36. Форма напряжения на выводе 9 (VCC) микросхемы контроллера повышающего преобразователя:
а) базовый вариант, примерно 2,2 В (ампл.);
б) улучшенный вариант, примерно 140 мВ (ампл.)

Заключение

Результаты оценки и измерения напряжений и напряженности электромагнитного поля, проведенные в широком частотном спектре, ясно показывают, какое положительное влияние на поведение DC/DC-преобразователей оказывает комплексный метод проектирования данных устройств. Он заключается не только в выборе компонентов преобразователя, но и в должной компоновке на печатной плате, минимизации сильноточных токовых петель и снижении индуктивности линий подключения. Очевидно, что без вдумчивого подхода к компоновке вы не выполните требования стандартов в части уровня напряженности поля генерируемых ЭМП даже при использовании нескольких фильтров. В этом случае единственный вариант — полностью экранировать преобразователь, включая дополнительную фильтрацию линий его подключения, как по входу, так и по выходу.

И еще один совет. Для тех, кто не имеет достаточного опыта в области проектирования дискретных импульсных преобразователей или не готов тратить время и средства на их разработку, вариантом решения проблемы является использование уже отлаженных и полностью готовых к работе модулей. Например, таких как предлагаемые компанией Würth Elektronik высоко интегрированные силовые модули WE Magic Power Module [10], которые представляют собой интересную и эффективную альтернативу собственным разработкам. Здесь для достижения необходимого результата требуется лишь несколько этапов проектирования и краткосрочных вложений с быстрой окупаемостью. Кроме того, при соблюдении требований, изложенных в спецификации на модуль, подобное решение помогает справиться с проблемами излучения собственных ЭМП и обеспечения ЭМС.